AM/FM predajnik za testiranje starih radio prijemnika

Zaljubljenici u radio tehniku nerijetko posjeduju veće ili manje kolekcije različitih analognih radio prijemnika koji rade na različitim frekvencijskim opsezima i sa različitim modulacijama. Danas, kada je većina radio komunikacija digitalna, a i preostale analogne veze većeg dometa se s vremenom sve više reduciraju ili potpuno gase, mnogi od tih prijemnika nemaju više nikakvu praktičnu ili uporabnu funkciju. To se posebno odnosi na vojne i komunikacijske AM i FM prijemnike koji rade izvan komercijalnih radio frekvencijskih opsega ili na prijemnike koji rade na LSB, USB, CW i sličnim modulacijama izvan radioamaterskih opsega.

Iz svega proizlazi kako danas više nema motivacije za uložiti trud, sredstva i vrijeme u popravak ili restauraciju takvih starih radio uređaja kada preko njih više nemamo što slušati, posebice ne bez velikih antenskih sustava za prijem dalekih emisija na kratkovalnim i nižim frekvencijskim opsezima. Stoga sam zamislio projekt konstrukcije testnog AM/FM predajnika male snage koji će istovremeno odašiljati različite audio emisije na različitim frekvencijama unutar opsega rada nekog analognog radio prijemnika. Predajnik će dakle simulirati rad nekoliko radio postaja na različitim frekvencijama unutar nekog prijemnog opsega, odnosno simulirati stanje u radio eteru iz vremena kada su praktično svi frekvencijski opsezi bili ispunjeni različitim analognim radio emisijama.

Cilj svega je oživjeti kolekcije takvih radio prijemnika u smislu praktične demonstracije rada sa istima. To bi s jedne strane moglo potaknuti nekadašnje radio konstruktore da se opet upuste u popravke i podešavanja svojih (zaboravljenih) radio uređaja, a sve bi moglo biti jednako tako zabavno i za današnje mlade „digitalne“ generacije. Naime, i sam imam kolekciju starih radio uređaja koja koliko god bila posebna i na prvi pogled vizualno dojmljiva, ipak ne ostavlja dugotrajan efekt na slučajne posjetitelje koji nisu u (retro) radio struci. Sve bi bilo neusporedivo zanimljivije da se svaki takav radio uređaj može na licu mjesta praktično prezentirati. Međutim, nemoguće je svaki radio uređaj iz kolekcije imati spojen na antenski sustav, nemoguće je u bilo kojem trenutku uhvatiti zanimljive radio postaje, a na većini prijemnika se na čitavim opsezima više ni ne može ništa uhvatiti jer su odašiljači na tim opsezima davno ugašeni. Kad bi pak našim malim testnim višekanalnim predajnikom prekrili prijemni opseg nekog prijemnika snimljenim retro-emisijama (vijesti, govori, emisije i glazba iz prve polovice prošlog stoljeća, vojne komunikacije i telegrafija), to bi svakako zadržalo slučajne posjetitelje malo duže uz te radio uređaje i možda potakle zanimanje i želju za dubljim proučavanjem te tehnologije.

U osnovnoj zamisli, testni predajnik bi se sastojao od deset VF oscilatora gdje bi se svakom mogla namjestiti noseća frekvencija u opsegu cca 0,05 – 150 MHz. Ovaj opseg pokriva sve DV, SV, KV i VKV radio prijemnike, dakle praktično sve stare analogne prijemnike za bilo koju namjenu. Svaki od oscilatora bi se mogao amplitudno ili frekvencijski modulirati audio signalom iz nekog zasebnog audio reproduktora. Čitav takav testni radio predajnik mora biti što jednostavniji i što jeftiniji za gradnju, te što lakši za servis i nadogradnju (modularna izvedba). Svi ugrađeni elementi i sklopovi moraju biti lako dostupni za nabavu.

Iako se čini da se navedenim zahtjevima teško može udovoljiti (istovremeno odašiljanje različitih emisija na više frekvencija sa više modulacija), treba imati na umu da radimo testni predajnik vrlo male snage gdje onda glede njegove namjene ne moraju biti posve ispunjeni svi rigorozni uvjeti koji inače vrijede za standardne predajnike i odašiljače većih snaga. Snaga naših predajnika može biti ograničena na domet od nekoliko metara, tek toliko da se pokrije jedna prostorija. Važno je da se takvim uređajem ne krše zakonski propisi i ne stvaraju radio smetnje izvan kontroliranih područja.

Izbor VFO-a

Potrošio sam nekoliko dana na istraživanje Interneta u pretraživanju i proučavanju raznih analognih i digitalnih konstrukcijskih rješenja za VFO, te jednako tako za pronalazak nekog pogodnog namjenskog integriranog kruga ili gotovog modula za VFO koji bi udovoljio postavljenim zahtjevima.

Generalni zaključak je da su gotova rješenja za frekvencije 0,05 – 150 MHz relativno skupa i u svakom slučaju je potrebno više VFO-a (preklopnika opsega) da se pokrije čitav ovaj opseg. Analogna rješenja su posebno nepovoljna jer su to konstrukcijski složeni sklopovi koje je potrebno ugoditi, kalibrirati i spregnuti sa mehaničkim skalama. Namjenski analogni integrirani krugovi za VFO-e na tim frekvencijama se danas već teško nabavljaju i relativno su skupi. Općenito gledano, što vam treba RF sklop za niže frekvencije to će biti skuplji i teže nabavljiv. Najjeftiniji su RF sklopovi za danas široko korištene komunikacijske frekvencije na GHz područjima, posebice na 2,4 i 5 GHz, koji se rade u SMD mikrotehnici.

Što se tiče digitalnih rješenja, tu ima veći izbor gotovih modula DDS generatora sinusnih frekvencija. Takvi moduli dolaze sa osnovnim kontrolerom koji uključuje LCD prikaz te su svojevrsno gotovo rješenje za VFO određenog frekvencijskog opsega. Programski kod je kod nekih primjeraka otvoren, kod drugih je zaštićen, a o time onda ovisi mogućnost modifikacije i prilagodbe VFO-a vlastitom projektu. Međutim, osnovni takvi DDS generatori sinusnih frekvencija do 50 MHz već imaju cijenu oko 40 eura, pa ako vam treba deset takvim modula onda to čitav projekt čini neisplativim.

Mogu se naravno kupiti i napredniji DDS čipovi (moduli) koji izravno generiraju čiste sinusne valne oblike u širem frekvencijskom opsegu. Dobar izbor je primjerice prilično napredni čip AD9959 (Analog Devices) koji se može programirati za generiranje četiri nezavisna ili sinkronizirana sinusna signala do frekvencija 200 MHz. Problem je što osnovni modul sa tim čipom košta oko 65 eura, a onda vaš treba još barem 30 eura za neki jednostavni kontroler (mikroprocesor, displej, kontrole). Bolji takvi moduli sa AD9959 koji uključuju RF filtre, transformatore za odvajanje, bolji softver otvorenog koda i slično koštaju dvostruko pa i trostruko više. Naravno, postoje i jeftinije jednokanalne inačice programabilnih generatora sinusnih frekvencija AD serije:

AD9833 do 12,5 MHz, cijena oko 9 eura
AD9834 do 37,5 MHz, cijena oko 17 eura
AD9850 do 62,5 MHz, cijena oko 19 eura
AD9851 do 72 MHz, cijena oko 20 eura
AD9854 do 150 MHz, cijena oko 53 eura
AD9910 do 400 MHz, cijena oko 59 eura
AD9954 do 160 MHz, cijena oko 41 euro

Kako god se na sve gleda, kvalitetno rješenje za generiranje deset nezavisnih sinusnih frekvencija opsega 0,05 – 150 MHz ne može biti jeftinije od nekih 300 eura, a onda je potrebno i dobro proučiti koje su mogućnosti amplitudne, a posebice frekvencije modulacije signala iz tih modula.

S druge strane, generatori pravokutnih valnih oblika su daleko jeftiniji i konstrukcijski jednostavniji od generatora sinusnih valnih oblika. Ispada da je puno jeftinije ugraditi neki promjenjivi pojasni ili niskopropusni antenski filtar harmonika za pravokutni signal, nego konstruirati ili tražiti neki VFO sa čistim sinusnim valnim oblikom koji nikako ne može biti ni jednostavan ni jeftin. Pravokutni generator je čak i pogodan za našu primjenu jer harmonici mogu poslužiti kao dodatni kanali za prijem, a s obzirom da radimo sa malom snagom onda ni eventualna izrada nekog jednostavnog antenskog LC filtra neće biti skupa.

Tažimo dakle digitalne relaksacijske oscilatore jer su daleko jeftiniji i jednostavniji od čistih sisnusnih VFO–a.

Prije nekoliko godina japanski radio amater JF3HZB konstruirao je univerzalni digitalni VFO raspona 100 KHz – 160 MHz, koji se sastoji od vrlo jeftinih komponenti i ima grafički lijepo osmišljen displej koji simulira analognu (retro) frekvencijsku skalu. Također su i mnogi drugi radioamateri i konstruktori razvili slične inačice VFO-a koje su modifikacije ili nadogradnje originalnog dizajna JF3HZB ili pak su namjenski i grafički prilagođene drugim specifičnim zahtjevima.

Kod svih ovih projekata se koristi modul sa integriranim krugom Si5351 (Silicon Labs), a to je programabilni CMOS generator takta frekvencijskog raspona 2,5 kHz do 200 MHz. Postoje četiri inačice ovog čipa. Osnovna inačica Si5351A ima tri frekvencijska izlaza koje je moguće programirati na tri različite izlazne frekvencije. S obzirom da čip ima samo dva PLL-a, onda ipak postoje neka frekvencijska ograničenja u mogućnostima programiranja trećeg izlaza. Ostale inačice čipa imaju po 12 frekvencijskih izlaza, a inačica Si5351B je specifična po tome što umjesto jednog PLL-a ima VCO koji može poslužiti za izravnu frekvencijsku modulaciju.

Najjeftinija i najdostupnija je osnovna inačica čipa Si5351A sa tri izlaza gdje čitav modul sa ovim čipom košta oko 2 eura. Druge inačice se puno teže nabavljaju i cijena im je višestruko veća. Tako je primjerice cijena modula sa čipom Si5351B već oko 30 eura. Iako bi u teoriji mogli iskoristiti Si5351B za paralelno generiranje 12 različitih nosećih frekvencija, problem bi mogla biti zasebna frekvencijska modulacija pojedinačnih kanala jer se sve frekvencije dobivaju iz osnovne frekvencije jednog kristala na 25 ili 27 MHz. Frekvencijsku modulaciju možemo tehnički izvesti samo na toj kristalnoj frekvenciji, a onda će svi kanali odašiljati isti audio signal. Također, kako i taj čip ima samo dva PLL-a nakon kojih slijede digitalni djelitelji frekvencije, postoje određena ograničenja glede mogućnosti programiranja svakog kanala na baš bilo koju frekvenciju.

Nakon razmatranja realnih mogućnosti jeftine nabavke ili izrade VFO-a prema našim zahtjevima, odluka je dakle pala na čip Si5351 i neku od dostupnih inačica programa otvorenog koda za odabir i prikaz frekvencije na displeju u obliku digitalnih znamenki i rotirajuće retro radio skale.

Izrada VFO-a (hardver)

Od hardvera za izradu ovakvog VFO-a vam je potrebno slijedeće:

modul programabilnog generatora takta sa čipom Si5351 – cijena oko 2 eura
mikrokontrolerska razvojna ploča ESP32 Development kit (ESP32-DevKit) – cijena oko 5 eura
TFT zaslon 1,8″ rezolucije 128×160 točaka (ST7735 čip) – cijena oko 3 eura
Rotacijski enkoder s tipkom i četiri tipkala – cijena oko 1 euro
jedna od inačica otvorenog koda za programiranje ESP32 preko besplatne Arduino IDE platforme

Iako na Internetu postoji puno stranica i snimljenih videa vezano uz konstrukciju VFO-a sa modulom Si5351, kod izrade i programiranja vlastitog primjerka vrlo lako možete naići na neke specifične softverske i hardverske probleme. Razlog tome leži u činjenici što je program za ovaj projekt pisan prije dvije godine, kada su na tržištu bile donekle različite, odnosno danas u određenom dijelu zastarjele inačice ESP32-DevKit ploča koje su radile pod tadašnjim, također danas zastarjelim inačicama upravljačkih programa. Naravno, za pogon modula Si5351 možete koristiti i bilo koju drugu mikrokontrolersku razvojnu ploču i različite izvedbe displeja, no ako niste posebno vješti u programiranju onda ćete svakako ići na kopiju ili modifikaciju nekih već razvijenih projekata.

Danas se može kupiti oko desetak inačica ESP32-DevKit ploča koje se donekle razlikuju u dimenzijama, rasporedu i broju pinova, opremljenosti perifernim elementima i sklopovima, te svakako i u inačici samog mikrokontrolera glede broja pinova te kapaciteta ugrađenih memorija. Za svoj projekt nabavio sam ESP32-DevKit ploču sa čipom oznake ESP32-DevKitC, ESP-WROOM-32, jednostavno jer je bila među najjeftinijima.

ESP32-DevKit ploče dolaze u dvije osnovne verzije: sa 30 pinova ili sa 38 pinova. Dodatnih 8 pinova kod druge verzije služi za povezivanje sa vanjskom FLASH memorijom i nije od važnosti za naš projekt. Međutim, raspored pinova kod ove dvije ploče nije kompatibilan pa to treba imati u vidu ako nabavljate gotove tiskane pločice za povezivanje modula VFO-a koje se nude na Internetu. Također, oznake pinova se mogu donekle razlikovati, no njihov raspored je uglavnom isti na 30 i 38 pinskim pločama.

TFT zasloni 1,8″ rezolucije 128×160 točaka (ST7735 čip) mogu biti dizajnirani za napajanje od 5 V ili za napajanje od 3,3 V. Nekad su bili rašireni zasloni za 5 V, no danas su takvi zasloni rjeđi i skuplji za nabavku te se većinom proizvode oni za napajanje od 3,3 V. Također i ESP32-DevKit ploče rade na naponu 3,3 V iako se mogu napajati i preko 5 V (USB konektor) jer je na ploči ugrađen regulator napona za 3,3 V. Kod displeja raspored pinova može biti različit, opet ovisno o inačici, a i samo označavanje pojedinih pinova (kratice) može biti donekle različito. Jednako kao i kod ESP32 ploča tako je i kod nabavljenih TFT zaslona svakako potrebno provjeriti raspored i oznake pinova jer to ne mora biti isto kod svih inačica (proizvođača) TFT zaslona iako su funkcionalno to isti displeji.

Na Internetu se nude gotove tiskane pločice za spajanje modula VFO-a, međutim prije narudžbe istih provjerite da li su vam dostupne za kupnju ESP32-DevKit ploče sa istim rasporedom pinova i TFT zasloni za iste napone i sa istim rasporedom pinova.

Ja ću ovdje nacrtati shemu spajanja sa TFT zaslonom 3,3 V jer su takvi zasloni danas dostupniji i jeftiniji za nabavu od onih za 5 V. Također, koristio sam ESP32-DevKit ploču sa 30 pinova jer je jeftinija za nabavu od 38 pinske.

Shema povezivanja VFO-a sa 30-pinskom ESP32-DevKit pločom i TFT zaslonom 128×160 točaka (ST7735 čip) za 3,3 V. Napon od 3,3 V za pogon displeja i za modul Si5351 dobiva se preko regulatora 5/3,3 V ugrađenog na ESP32-DevKit ploči.

VFO sastavljen i spojen na eksperimentalnoj ploči prema gornjoj shemi.

Programiranje VFO-a (softver)

Korak 1

Prvo trebate skinuti i instalirati besplatni (open source) Arduino IDE softver sa službenih stranica Arduina (https://www.arduino.cc/en/software). Trenutna inačica je Arduino IDE 2.3.4. To je softver koji će programski kod za VFO pretvoriti u strojni kod i učitati ga u mikrokontroler na ESP32-DevKit ploči.

Korak 2

Nakon toga trebate skinuti i sam program za programiranje mikrokontrolera na ESP32-DevKit ploči koji će oživjeti čitav VFO sklop. Postoji nekoliko inačica tog programa otvorenog koda, a možete ih skinuti sa stranica https://github.com/RSZ-Nld/VFO-1.8-Inch-Retro-scale, kao i sa nekih drugih stranica. Aktualne su inačice programa VFO_CTRL_V5 i VFO_CTRL_V8, no možete isprobati i razne druge inačice. Razlike su u konfiguraciji kontrolnih tipkala, broju memorija, kontroli pojedinačnih izlaza i slično.

Kod preuzimanja morate preuzeti čitave mape sa svim .cpp, .h i .ino datotekama, odnosno svih 15 datoteka koje sadrže ove mape. Kako na GitHubu ne bi morali skidati svaku datoteku pojedinačno, idete na adresu preuzimanja https://download-directory.github.io/ gdje u prikazani prozor kopirate link na kojem se nalaze datoteke, na primjer https://github.com/RSZ-Nld/VFO-1.8-Inch-Retro-scale/blob/main/VFO_CTRL_V8.zip.

Svih 15 datoteka VFO programa potrebno je spremiti negdje na vaš računalni disk u jednu zajedničku mapu. Ako ste skinuli objedinjenu .zip datoteku istu je potrebno raspakirati.

Korak 3

Slijedeći korak je učitavanje VFO programa u Arduino IDE softver:

File > Open

Otvori se prozor iz kojeg ulazite u mapu gdje ste spremili vaših 15 datoteka i odaberete .ino datoteku (VFO_CTRL_V8.ino) koja će vam i biti jedina vidljiva u toj mapi. Kada kliknete na OPEN, otvoriti će se novi Arduino IDE prozor u koji će biti učitan vaš program sa svim popratnim datotekama.

Korak 4

Slijedeće je potrebno Arduino IDE softveru reći koju mikrokontrolersku ploču koristite. U prozoru ‘Select Board’ izabere se ploča „ESP32 DEV Module“.

Nakon toga je unutar Arduino IDE softvera potrebno instalirati upravljačke programe za ESP32-DevKit ploču. Naime, sa instalacijom Arduino IDE softvera instalirati će se upravljački programi samo za neke od mnogih razvojnih ploča koje softver podržava, dok je za ostale ploče program treba po potrebi učitati naknadno.

Instalacija programa za našu ESP32 ploču će se pokrenuti automatski čim se u prozorčiću za odabir razvojne ploče odabere „ESP32 DEV Module“. Instalacija traje desetak minuta i na kraju će se instalirati najnovije verzije upravljačkih programa za ESP32 ploče. Trenutno je najnovija inačica 3.0.7. Ova inačica neće raditi sa dostupnim programskim kodom za naš VFO (kompilacija koda neće proći bez grešaka), tako da inačicu 3.0.7 moramo zamijeniti inačicom 2.0.5. Zamjena se napravi na slijedeći način:

Tools > Board > esp32 > ESP32 DEV Module
Tools > Board: „ESP32 DEV Module“ > Boards Manager
U prozorčić ‘BOARDS MANAGER’ upišite ‘esp32’
pronađite paket naziva ‘esp32 by Espressif Systems 3.0.7 installed’
u prozorčiću paketa umjesto inačice 3.0.7 odaberite 2.0.5
kliknite na INSTALL
za desetak minuta će se instalirati inačica ‘esp32 by Espressif Systems 2.0.5 installed’

Korak 5

Sada je potrebno ESP32-DevKit ploču USB kablom povezati sa slobodnim USB portom na računalu. Nakon povezivanja trebali bi se automatski instalirati USB driveri za ESP32-DevKit ploču naziva CH340. Da bi to provjerili idete u:

Start > Control Panel > Device Manager

U listi ‘Ports (COM & LPT)’ morate imati prikazanu novu ikonu naziva USB-SERIAL CH340 (COMx). Ako u Device Manageru ne vidite ikonu ‘Ports (COM & LPT)’ idete na:

Action > Add legacy hardware > Next > Install the hardware that I manually select from a list (Advanced) > Next > Ports (COM & LPT) > Next > ostavite selektirano ‘Standard port types’ i ‘Communications Port’ > Next > Next

Sada ćete vidjeti ikonu ‘Ports (COM & LPT)’ i pod njom mora biti ikona naziva USB-SERIAL CH340 (COMx) bez znakova uskličnika ili slično, dakle uredno instalirana. Ovdje je važno da zapamtite koji COM port vam je računalo dodijelilo, u mojem slučaju je to COM4.

Ukoliko nemate ovih ikona vjerojatno ćete CH340 driver (koji USB port emulira u COM port) morati instalirati ručno. Prije toga svakako dobro provjerite da li je USB kabao kji koristite ispravan. Morate imati DATA USB kabao, dakle podatkovni USB kabao, a ne kabao koji služi samo punjenje uređaja preko USB porta jer takav kabao nema povezane podatkovne linije USB porta.

Ako je sve u redu, ponovno se vratite na Arduino IDE i kliknite na prozor ‘ESP32 DEV Module’ te na ‘Select other board and port…’. Otvara se novi prozor gdje u koloni BOARDS opet odaberete ‘ESP32 DEV Module’, a u koloni PORTS onaj COM port koji ste imali prikazan u Device Manageru (u mojem slučaju COM4). Kada kliknete na OK u donjem desnom kutu Arduino IDE prozora umjesto „ESP32 DEV Module (not connected)“ pisati će „ESP32 DEV Module on COM4“.

Korak 6

Sada ste spremni za programiranje vaše ESP32-DevKit ploče. U tu svrhu kliknete:

Sketch > Upload

Ako prije programiranja želite provjeriti da li će sa kompajliranjem (pripremom programa za učitavanje u mikrokontroler) biti sve u redu kliknete:

Sketch > Verify/Compile

Ako ne dobijete nikakvu poruku o greški (ispisanu crvenim slovima) možete ići na Sketch > Upload i za nekoliko sekundi će program biti učitan u ESP32-DevKit ploču.

Tijekom programiranja ne zaboravite držati pritisnutim malo tipkalo označeno sa BOOT koje se nalazi na ESP32-DevKit ploči odmah do USB konektora. Time se aktivira „bootloader mod“ i omogućava učitavanje programa preko USB/COM porta u mikrokontroler. Ukoliko ovu tipku ne držite pritisnutom ili na neki drugi način ne aktivirate bootloader mod (kombinacijom pritiska BOOT i EN tipkala) program se neće moći učitati i dobiti ćete poruku o grešci.

Učitan i pokrenut VFO program.

Testiranje VFO-a

Sada kada je VFO projekt proradio, krećemo sa testiranjem izlaznog signala. Ponovno napominjem da su čipovi serije Si5351 namijenjeni za generiranje frekvencije takta rada raznih mikroprocesora i mikrokontrolera te su u tom smislu relaksacijski, odnosno generiraju pravokutni izlazni napon.

Valni oblik izlaznog signala (opterećenje 50 Ω)

U opsegu do cca 20 MHz izlazni valni oblik izgleda pravokutno, što znači da je i vrlo bogat višim harmonicima.

Negdje od 30 MHz pravokutni oblik se počinje već vidno izobličavati, bočne strmine se naginju jer tranzistori nisu dovoljno brzi da se trenutno prebacuju između dva logička stanja.

Na 70 MHz i više strmine postaju još više nagnute te oblik izlaznog signala počinje sličiti sinusnom (oštrom trapeznom) valnom obliku.

Iznad 100 MHz slignal je već nalik trokutastom valnom obliku jer su promjene logičkih stanja toliko brze da napon ni ne stigne porasti od 0-Vcc, a već se mora smanjiti ponovno na nulu.

Iako se iz ovih oscilograma čini kako čip Si5351 generira različite valne oblike kako frekvencije sve više rastu, to zapravo i nije posve točno. Naime, kao svaki CMOS čip tako i Si5351 ima ograničenje u brzini rada koje kod većine (brzih) CMOS čipova postane izraženo na frekvencijama većim od 30 MHz. To ograničenje u brzini rada je uvjetovano vremenom koje je potrebno tranzistorskim sklopkama da promijene naponske razine kod promjene logičkih stanja. Tako kod promjene logičkog stanja u jedinicu, napon mora porasti od nule do nekog Vcc napona (5 ili 3,3 V). Taj porast napona ne može biti trenutan, nego je za to potrebno neko vrijeme. Isto tako kod promjene logičkog stanja sa jedinica na nulu, napon mora pasti sa Vcc (5 ili 3,3 V) na nulu, a to se opet ne može dogoditi trenutno nego je za to također potrebno neko vrijeme.

Ako sada ponovno pogledamo naše oscilograme, vidimo da u tablici imamo podatke za Rise Time (vrijeme porasta napona od 0 do Vcc) i Fall Time (vrijeme pada napona sa Vcc na nulu). U sva četiri slučaja (sve četiri frekvencije) ta izmjerena vremena su približno ista. Rise Time je oko 4,5 ns, a Fall Time je oko 3,6 ns. To znači da su bočni nagibi valnog oblika kod sva tri oscilograma zapravo jednaki.

Kod prikaza niskih frekvencija, ovi nagibi (bočne crte pravokutnog signala) se čine potpuno vertikalni jer je vremenska baza osciloskopa spora. Međutim, kod prikaza sve viših frekvencija, ovi nagibi postaju sve vidljiviji, jer je vremenska baza osciloskopa sve brža. Kako kod viših frekvencija vrijeme trajanja nule i jedinice postaje sve kraće kraće (gornja i donja crta pravokutnog signala), tako bočni nagibi postaju sve izraženiji u odnosu na sve kraće periode trajanja gornjih i donjih dijelova signala. Možemo reći da su naponi koje generira relaksacijski oscilator zapravo trapeznog oblika (idealno gledano). Kod niskih frekvencija imamo veliki odnos između nagiba bočnih strana prema duljini trajanja gornje i donje strane valnog oblika, pa se napon kada ga promatramo na osciloskopu čini pravokutan. Kako idemo prema višim frekvencijama, taj odnos se sve više smanjuje, te se napon čini trapezast i na kraju trokutast.

Na puno Internetskih videa gdje se snimaju signali sa Si5351 čipa navodi se kako je na središnjem dijelu izlaz čisti sinusni. To nije ni približno točno i da se taj naizgled sinusni signal prikaže u frekvencijskom spektru vidjeli bi da je vrlo bogat harmonicima, gotovo kao i pravokutni signal. Naime, u realnosti oblik signala iz oscilatora nije ni idealno trapezast jer se na brzim prijelazima amplitudnih stanja (uglovi valnog oblika) javljaju dodatna izobličenja, istitravanja i slično. To kreira nove harmonike i složeni oblik zbirnog signala koji na zaslonu osciloskopa na određenim frekvencijama i pod niskim vremenskim bazama može izgledati „zaglađenije“ nego što u stvarnosti jest, odnosno izgleda sinusno. Ako pak skratimo vremensku bazu i signal pogledamo detaljnije jasno će se vidjeti mnoge nepravilnosti toga valnog oblika koji onda jako odstupa od savršenog sinusnog.

Kada su promjene logičkih stanja toliko brze da prelaze tih cca 4 ns koliko je tranzistorima potrebno da preklope napone do kraja, signal postaje trokutast te sa daljnjim povećanjem frekvencije počinje naglo padati amplituda jer napon više ni ne može (ne stigne) doseći maksimalne vrijednosti ni u porastu ni u padu. Ovdje čip postaje neupotrebljiv i kao generator takta jer izlazni signal jednostavno ne dostiže dovoljnu naponsku razinu da bude (sigurno) prepoznat kao logička jedinica ili nula.

U tvorničkim podacima za čipove serije Si5351 stoji da je Rise/Fall Time maksimalno 1,5 ns (tipično 1 ns). Mi smo pak izmjerili da je u našem slučaju Rise Time 4,1 ns dok je Fall Time 3,7 ns. Ove povećane vrijednosti znače da je čip „sporiji“, a razlog tome je što na kineskim modulima nisu ugrađeni originalni Silicon Lab čipovi nego kopije. To se vidi i po oznakama na čipu (5351M TC1E80) koje nisu po Silicon Lab specifikacijama.

Da zaključimo ovo objašnjavanje, ako želite biti sigurni da li je neki signal čistog sinusnog oblika, potrebno ga je snimiti u frekvencijskoj domeni, odnodno analizatorom spektra. Čisti sinusni signal će imati jedan jednini izrazito izraženi frekvencijski odziv na nominalnoj frekvenciji bez vidljivih amplituda harmoničkih frekvencija. Takve oscilatore posve čistog sinusnog signala je teško konstruirati u praksi. Idemo zato snimiti izlazne frekvencije iz našeg Si5351 čipa u frekvencijskoj domeni (na analizatoru RF spektra).

Harmonici

Prvo ćemo snimiti harmonike na logaritamskoj dBm skali.

U opsegu do cca 20 MHz gdje je izlazni signal najviše pravokutan očekivano vidimo veliki broj harmonika visokih amplituda. Na slici je snimak signala frekvencije 1 MHz gdje je 300-ti harmonik potisnut tek za 50 dB ispod razine osnovnog signala.

Za osnovni signal na 50 MHz mjerljivi viši harmonici se protežu do frekvencija cca 3 GHz.

Za osnovni signal na 100 MHz mjerljivi viši harmonici se protežu do frekvencija cca 3 GHz.

Za osnovni signal na 160 MHz mjerljivi viši harmonici se protežu do frekvencija cca 3 GHz.

Vidimo kako je signal iz našeg oscilatora bogat harmonicima u čitavom opsegu frekvencija i ti harmonici se protežu do frekvencija 3 GHz i više. Tako ovdje nikako ne možemo govoriti o sinusnim valnim oblicima iz ovog oscilatora ni na kojoj frekvenciji. Sve ovo može na prvi pogled izgledati vrlo loše za radio odašiljanje, no ne zaboravimo da su ovo prikazi harmonika na logaritamskoj skali. Puno realniju sliku ćemo dobiti ako harmonike mjerimo na linearnoj skali gdje se točno vidi koliko su harmonici zapravo po snazi slabiji od osnovnog signala.

Osnovni signal na frekvenciji 1 MHz ima snagu 7,3 mW dok njegov prvi harmonik ima samo 42% te snage (3 mW), a slijedeći harmonik nije jači od 1,8 mW.

Osnovni signal na frekvenciji 50 MHz ima snagu 12,8 mW dok njegov prvi harmonik ima samo 31% te snage (4 mW), a slijedeći harmonik je oko 2,3 mW.

Osnovni signal na frekvenciji 100 MHz ima snagu 12 mW dok njegov prvi harmonik ima samo 28% te snage (3,3 mW), a slijedeći harmonik je oko 1,2 mW.

Osnovni signal na frekvenciji 160 MHz ima snagu 10,5 mW dok njegov prvi harmonik ima samo 20% te snage (2,1 mW), a slijedeći harmonik je oko 0,8 mW.

Iz svega možemo vidjeti kako je harmonička slika očekivano najgora na nižim frekvencijama do cca 20 MHz gdje je izlazni signal gotovo potpuno pravokutan i time najbogatiji harmonicima. Međutim, prvi harmonik je i ovdje za više od pola slabiji od osnovnog signala tako da se njegova snaga može zanemariti u mnogim praktičnim primjenama. Mi ćemo ovdje raditi sa vrlo malim snagama, tako da dvostruko slabiji signali 2. i eventualno 3. harmonika mogu dobro poslužiti za testiranje osjetljivosti prijemnika, dok se viši harmonici vjerojatno neće više čuti ni kod najosjetljivijih prijemnika.

Kako idemo prema višim frekvencijama razlika između snage osnovnog signala i harmonika je sve veća, što je i za očekivati jer se signal iz pravokutnog (harmonicima najbogatijeg) signala sve više oblikuje u druge manje složene valne oblike. To je i logično, jer su na višim frekvencijama razmaci između susjednih harmonika veći, što znači da ih ima manje, pa je oblik signala manje složen. Pod pojmom “složenost signala” mislimo na broj različitih sinusnih frekvencija koje čine signal. Najmanje složen je čisti sinusni signal kojeg čini jedna frekvencija. Najviše složen je čisti pravokutni signal koji je zbroj beskonačno puno različitih sinusnih frekvencija. Svaki šiljak na našim snimkama zapravo predstavlja frekvenciju i amplitudu jedne čiste sinusne frekvencije od kojih se sastoji promatrani valni oblik.

Amplituda izlaznog signala

Što se tiče amplitude izlaznih signala, izlaz smo opteretili sa 50 Ω, te izmjerili prilično jednolike amplitude signala u čitavom opsegu 100 KHz – 160 MHz koje se kreću u rasponu 1,25 – 1,35 Vpp. Digitalni osciloskop sa kojeg su snimke je kalibriran do 100 MHz, no signal smo provjerili i na jednom analognom osciloskopu kalibriranom do 200 MHz i možemo potvrditi da je amplitudna razina izlaznog signala (Vpp) prilično ujednačena kroz čitav frekvencijski opseg. Bez opterećenja se dobivaju amplitude na razini napona napajanja 3,3 Vpp, no one s porastom frekvencije postaju nestabilne i pada im vrijednost. Mi ćemo svakako izlaz koristiti sa antenskim opterećenjem 50 Ω (kako je i predviđeno za ovaj čip).

Što se tiče mjerenja snage signala samo osnovne frekvencije (bez harmonika) tu su fluktuacije nešto veće jer se kroz frekvencijski opseg mijenjaju valni oblici, a time i razine harmoničkih frekvencija koje zajedno tvore određeni valni oblik signala. Tako se izlazna snaga osnovne frekvencije kreće u rasponu cca 7 – 13 mW, ovisno o frekvenciji.

Ono što je za nas svakako važno, to je da i u najgorem slučaju najjači harmonik ima samo oko polovice snage osnovnog signala. Ovisno o frekvenciji snaga najjačeg harmonika iznosi 20-45% snage osnovnog signala. Kao što smo već rekli, za našu primjenu ovo ne bi trebalo predstavljati nikakav problem, štoviše, prvih nekoliko harmonika koji se eventualno mogu čuti kod prijema odlično će poslužiti za testiranje osjetljivosti prijemnika, odnosno za fino podešavanje antenskih i tunerskih kontrola prijemnika.

Amplitudna modulacija

Sada kada imamo VFO, potrebno je izvesti njegovu amplitudnu modulaciju audio signalom.

Shema modula oscilatora sa čipom Si5351A.

Za početak smo nacrtali elektroničku shemu našeg modula sa čipom Si5351A kako bi mogli raditi eventualne modifikacije. Osim samog čipa Si5351A, vidimo da modul sadrži regulator napona (LDO) za snižavanje napona napajanja čipa na potrebnih 3,3 V i dva MOSFET-a koji služe za konverziju između dva različita naponska standarda za logičke razine (5 V i 3,3 V). Time modul Si5351A iako originalno radi na naponima 3,3 V zapravo je pripremljen za rad na 5 V sistemima. Na našem primjeru projekta pak smo potvrdili da modul ispravno radi i samo sa naponima 3,3 V.

Konverzija logičkih naponskih razina 5 V / 3,3 V

I2C digitalni podatkovni protokol osmišljen je i uveden od tvrtke Philips još 1980. godine. Tada su logičke razine za digitalne čipove uglavnom iznosile 5 V. Kako se s godinama tehnologija proizvodnje procesora i drugih digitalnih čipova razvijala i čipovi su postajali sve manji (mikro-tehnologija) napon od 5 V je postao prevelik za tu gusto integriranu unutrašnju strukturu čipova. Stoga je maksimalni napon logičkih nivoa smanjen na standard od 3,3 V. Isto tako u novije vrijeme je tehnologija proizvodnje digitalnih čipova još više smanjena na razinu nano-tehnologija te je uveden i standard od 2 V. Tehnološki gledano, proizvodnja čipova za manje nominalne napone je jeftinija i teži se napuštanju standarda od 5 V, odnosno ide se prema sve nižim naponima napajanja i logičkih razina.

Danas još uvijek imamo situaciju da se proizvode digitalni čipovi koji mogu biti dizajnirani za različite naponske razine (standarde), uobičajeno od 5 V, 3,3 V, 2 V pa i manje volti, ovisno o tehnologiji njihove izrade. Međusobne tolerancije pak ovise o samom čipu i moraju se iščitati iz tvorničkih podataka za konkretni čip. Primjerice, neki čipovi za 3,3 V mogu podnijeti i naponske razine od 5 V. Isto tako, neki čipovi za 5 V mogu ispravno prepoznati i logičke razine od 3,3 V. Međutim, u dosta slučaja ovo neće funkcionirati. Stoga, ako konstruiramo sklop koji sadrži digitalne čipove ili module različitih naponskih standarda, moramo koristiti posebne regulatore koji pretvaraju logičke naponske razine na nominalne vrijednosti za pojedini čip. Tu su prema engleskom izrazu „level shifteri“.

Level shifter

U našem slučaju ESP32-DevKit ploča radi sa logičkim razinama 3,3 V i ne podnosi napone od 5 V (može doći do pregaranja čipa). Modul Si5351A i TFT displej također rade na 3,3 V. Pri tome, napajanje ESP32-DevKit ploče i modula Si5351A može biti 5 V jer su na pločicama ugrađeni regulatori napona napajanja za 3,3 V. Također, kod modula Si5351A i signalne linije mogu imati razine od 5 V jer je ugrađen dvosmjerni level shifter u obliku dva MOSFET-a na I2C podatkovnim linijama (SCL, SDA).

Vidimo na shemi da modul Si5351A ima ugrađen regulator napona XC6219B koji ulazni napon od 5 V snižava na potrebnih 3,3 V za napajanje čipa. Regulator je LDO tipa, no svejedno može stvarati pad napona do 200 mV (kod opterećenja 100 mA). Stoga ako modul napajamo naponom 3,3 V onda će napon na izlazu biti nešto manji, oko 3,1 V. Ovo neće puno utjecati na rad čipa, no bilo bi dobro modul napajati sa 5 V.

Level shifteri pak mogu biti izvedeni kao jednosmjerni i dvosmjerni. U našem slučaju imamo dvosmjerni (Bi-directional) level shifter što znači da u jednom smjeru razine od 5 V pretvara u razine od 3,3 V dok u drugom smjeru razine od 3,3 V pretvara u razine 5 V.

Princip rada dvosmjernog level shiftera je jednostavan. MOSFET radi kao elektronička sklopka, a R1 do R4 su pull-up otpornici. Kada su na podatkovnim linijama prisutne logičke jedinice (na bilo kojoj strani) MOSFET ne vodi jer nema razlike napona između Gate i Source, odnosno oba priključka su na jednakom potencijalu. U tom slučaju je na liniji „Level 5 V“ stalno prisutna naponska razina od 5 V preko otpornika R1, a na liniji „Level 3,3 V“ je prisutna stalna naponska razina od 3,3 V preko otpornika R1. Dakle na obje linije je logička jedinica na svojoj nominalnoj naponskoj razini.

Kada pak se na jednoj od podatkovnih linija pojavi logička nula (nula volti, uzemljenje) tada MOSFET provede jer se sada između Gate i Source stvara određena razlika potencijala. Ako je nula na priključku „Level 3,3 V“ onda će razlika potencijala biti 3,3 V što je dovoljno za vođenje većine MOSFET-a. Međutim, kada se nula pojavi na priključku „Level 5 V“ tada napon može prolaziti jedino preko interne zaštitne diode na Drain Source priključcima MOSFET-a, odnodno na priključku Source će biti napon oko 0,6 V (pad napona na diodi). To znači da će razlika potencijala između Gate i Source biti svega 2,7 V. Ovo već može biti kritično za vođenje MOSFET-a tako da se ovdje mogu koristiti samo posebni MOSFET-i sa niskim pragom okidanja na Gateu (tipično 1,5 V) i koji mogu raditi sa niskim naponima i strujama kroz dva preostala priključka kako bi se slabi digitalni signali prenosili sa što manje gušenja.

Vođenjem MOSFET-a dakle na obje strane linije imamo logičku nulu i nula na bilo koj strani linije će aktivirati MOSFET. Pull-up otpornici od 10 kΩ u tom slučaju služe da ne nastane kratki spoj između podatkovne linije na razini nule i linije napona napajanja.

Ovakvi dvosmjerni level shifteri sa MOSFET-ima su danas vrlo jeftini za nabavu i obično dolaze kao paket za 8 linija. Međutim, treba imati na umu da prekidački MOSFET-i u level shifterima imaju svoju latenciju i ograničavaju brzinu prijenosa (konverzije) digitalnih signala. Stoga ako je brzina prijenosa podataka od značaja, onda je potrebno koristiti brze level shiftere ili najbolje izbjegavati njihovu upotrebu (koristiti naponski kompatibilne digitalne čipove). Kako god bilo, važno je da kod nabave digitalnih čipova i modula vodite računa o tim naponskim standardima jer se zbog nekompatibilnosti između njih može dogoditi da sklopovi ne rade ili su u radu nestabilni, a može doći i do hardverskih oštećenja čipova previsokim naponima.

Izbor sklopa za amplitudnu modulaciju

Vratimo se sada na amplitudnu modulaciju našeg oscilatora sa Si5351A. Amplitudnu modulaciju signala iz oscilatora možemo izvesti na puno različitih načina. Jednostavnija rješenja uglavnom rezultiraju lošijom rezultatima, izobličenjima signala, nemogućnosti postizanja dovoljne dubine modulacije i slično. Bolja rješenja su naravno skuplja i složenija za realizaciju. Mi ovdje ipak tražimo što je god moguće jednostavnije i što jeftinije rješenje koje će dati zadovoljavajuće rezultate. Stoga predstoji nekoliko eksperimenata, gdje ćemo ići od jednostavnijih rješenja prema složenijima dok ne postignemo zadovoljavajuće rezultate.

Svakako želim izbjeći sklopove koji koriste princip miješanja NF audio i oscilatorskog VF signala jer su tu potrebne komponente koje mogu raditi sa frekvencijama do barem 160 MHz, često su potrebi i ugođeni titrajni krugovi, a miješanje samo po sebi generira i neželjene produkte koje na ovako širokom rasponu rada VFO-a teško možemo filtrirati. Postoje doduše gotova integrirana rješenja od kojih svakako treba spomenuti integrirani krug MC1496 pa ako ne uspije ništa drugo, onda idemo na taj čip.

Najjednostavniji način je amplitudna modulacija istosmjernog napona napajanja izlaznih (buffer) pojačala oscilatora je tu radimo samo sa NF audio signalom. Stoga prvo tražimo neko rješenje za high-level modulaciju gdje modulator u ritmu audio signala mijenja napon napajanja i time snagu izlaznog pojačala oscilatora.

Ako pogledamo blok shemu čipa Si5351A vidimo kako postoji poseban pin VDDO (pin-7) preko kojeg se napajaju izlazna pojačala oscilatora unutar čipa. Na modulu je taj pin-7 spojen na napon napajanja (VDD 3,3 V) tako da pojačala uvijek dobivaju maksimalan napon čime je i amplituda izlaznog signala maksimalna. Ideja je da odvojimo taj pin-7 od napajanja kako bi onda preko njega pokušali izvesti AM modulaciju izlazne frekvencije.

Širina modulacije

Prije nego krenemo u realizaciju kruga za AM, ovdje se osim dubine modulacije postavlja i pitanje izlazne širine moduliranog signala. Širina moduliranog signala ovisi o audio-frekvencijskom opsegu kojeg želimo prenijeti. Što je taj opseg širi, to ćemo na izlazu dobiti spektralno širi amplitudno modulirani signal.

Ako želimo prenijeti audio signal u visokoj kvaliteti (do frekvencija 15 kHz) zauzeti ćemo širinu pojasa od 30 kHz. U praksi najšire AM emisije zauzimaju opseg do 15 kHz, a uskopojasne emisije idu ispod 6 kHz. Sve ovisi o vrsti emisije i frekvenciji na kojoj se odašilje. Tako prijemnici mogu biti konstruirani za prijem raznih (pod)vrsta AM modulacija (AM, USB, LSB, CW) te sukladno tome imaju podešene i filtre za prijem određene frekvencijske širine.

Mi se ovdje načelno ne bi trebali puno zamarati ni širinom modulacije ni vrstom AM emisije. Ukoliko odašiljemo širokopojasni signal punom AM modulacijom (noseća frekvencija i oba bočna pojasa) onda bi takav signal u određenoj kvaliteti mogao hvatati bilo koji AM prijemnik. Na USB i LSB prijemnicima imali bi tek mali pomak frekvencije kod prijema (što je za našu primjenu nebitno), a kod uskopojasnih prijemnika bi kvaliteta demoduliranog audio signala bila lošija. No ta kvaliteta je kod uskopojasnih prijemnika ionako namjerno ograničena jer isti služe samo za dovoljno razumljiv prijem govora (300-3000 Hz) ili prijem jednotonske modulirane telegrafije.

Stoga mi za naš predajnik ne trebamo ugrađivati nikakve audio-frekvencijske filtre za ograničenje audio opsega jer nam širina pojasa koju će zauzeti AM modulirani signal nije od značaja. Umjesto toga, kako bi pokrili sve vrste AM prijemnika, neki kanali na našem setu predajnika će odašiljati širokopojasni AM za prijem na komercijalnim radio prijemnicima, a neki kanali će emitirati samo govorne audio zapise koji će se posve dobro i razumljivo čuti na uskopojasnim prijemnicima. Uskopojasni prijemnici ionako ne mogu reproducirati audio zapise u visokoj kvaliteti kako god ih modulirali u predajniku.

Prvi test AM modulacije

Prema tvorničkim podacima potrošnja struje izlaznih (buffer) pojačala unutar čipa Si5351A je maksimalno 5,6 mA po izlazu, dakle maksimalno nekih 20 mA, a maksimalni napon je 3,3 V. Tako ovdje za kontrolu napona možemo upotrijebiti praktično bilo koji signalni tranzistor opće namjene ili kakav mali audio transformator. Ipak, prije gradnje vanjskih sklopova želim testirati hoće li takav način modulacije uopće funkcionirati.

Petljanje po originalno zalemljenom čipu Si5351A u njegovom 10-MSOP kućištu spadaju u područje mikrokirurgije, no nekako moramo izolirati pin-7 i spojiti ga na modulirani izvor napona. Najpraktičnije je bilo odlemiti i podignuti od pločice nožicu 7, te zatim istu spojiti na najbliži konektor, a to je CLK1. Naravno, originalna dolazna veza za konektor CLK1 se prije toga prekine. Sada imamo mehanički čvrstu vezu za eksperimentiranje sa pinom 7.

Modifikacija modula Si5351A tako da je CLK1 ulaz za NF modulacijski signal, a CLK2 ostaje izlaz za modulirani VF signal.

Napravili smo nekoliko testova modulacije napajanja sa frekvencijom 1 kHz, podešavajući različite nivoe napona (Vpp) i različite istosmjerne pomake (DC offset) te prateći pri tome modulirani signal na osciloskopu i analizatoru spektra. Uz pravilno podešeni napon dobivamo neku (ne baš najčistiju) amplitudnu modulaciju VF signala, međutim, primijetili smo jedan drugi veći problem.

Ukoliko pin-7 u radu ostane potpuno bez napona ili je napon u jednom trenutku prenisko, što je normalan slučaj kod AM, tada čip zablokira i oslicator se više neće pokrenuti. Potreban je hardverski reset da čip opet proradi.

S obzirom da pin-7 ni u jednom trenutku ne smije ostati bez minimalnog napona, pokušali smo modulaciju preko malog audio transformatora. Preko primara transformatora pin-7 stalno dobiva svoje napajanje, a preko sekundara transformatora se modulira audio signal. Na žalost, ni ovo nije funkcioniralo i tijekom modulacije se lako dogodi da čip jednostavno zablokira i ponovno ga može pokrenuti samo hardverski reset (isključenje i ponovno isključenje napajanja). Doduše, koristili smo transformator DC otpora 130 Ω kakvog smo imali i koji je svojim otporom dodatno snizio napon napajanja internih pojačala i suzio mogućnost modulacije. Bolje bi bilo upotrijebiti neki transformator što manjeg DC otpora, npr. 8 Ω, no svakako bi trebalo provesti više pokusa sa više transformatora da se pronađe zadovoljavajući rezultat.

Prema tvorničkim podacima, napon na pinu-7 može biti minimalno 1,71 V, a maksimalno 3,6 V, ovisno o željenoj izlaznoj snazi. Također, napon napajanja čipa (VDD) i napon napajanja izlaznih pojačala (VDDO) mogu biti iz dva nezavisna izvora, što je logično ako želimo naponom izlaznog stupnja kontrolirati izlaznu snagu. Međutim, spominje se i jedno ograničenje, a to je da kod pokretanja čipa VDDO napon mora biti prisutan istovremeno ili nešto ranije od VDD napona. To ukazuje da čip neće raditi ako nema VDDO napon, odnosno blokirati će se ako u radu izgubi taj napon bez obzira što je VDD stalno prisutan.

Sve ukazuje da je glede VDDO napona čip osjetljiv na minimalne i maksimalne vrijednosti te njegove intenzivne promjene koje su neminovne kod amplitudne modulacije lako dovedu do blokade rada izlaznog stupnja. Morali bi imati vrlo dobro kontroliran modulacijski napon na pinu-7 da bi ovo (možda) stabilno funkcioniralo. To bi se dalo izvesti sa tranzistorom koji bi uvijek bio otvoren za minimalni napon cca 1,2 V no opet je pitanje koliku dubinu modulacije bi mogli postići s preostalim naponom do 3,3 V. Tijekom eksperimentiranja je znalo doći do blokade izlaza i kad bi držali VDDO napon u zadanim granicama, tako da ovaj ulaz očito ne reagira dobro na brze promjene napona. On je i onako predviđen za tri fiksne razine napajanja (1,8 V, 2,5 V i 3,3 V) ovisno o željenoj izlaznoj amplitudi signala, a sve ostalo očito ne garantira stabilnost rada čipa. Moguće da su izlazna pojačala kontrolirana i softverski tako da manipulacija naponom izaziva blokadu programa. Kako god bilo, izravna AM modulacija čipa očito nije dobra ideja, te istu bolje izvesti na izlaznom signalu preko zasebnog modulatora.

Prilično „prljava“ amplitudna modulacija VF signala frekvencije 11 MHz (zeleno i crveno), NF audio signalom frekvencije 1 kHz (žuto). Ovdje bi svakako trebali koristiti VF prigušnicu za NF modulacijski signal jer se jasno vidi da osim što se NF signal modulira u VF, također se i VF signal modulira u NF signal (žuto).

Drugi test AM modulacije

Slijedeći najjednostavniji AM modulator možemo napraviti sa jednim tranzistorom. Na Internetu možete naći neke sheme jednostavnih tranzistorskih AM modulatora (sa jednim tranzistorom), no većina tih shema je eksperimentalna i „provjerena“ samo u elektroničkim simulatorima sklopova, dok u praksi stvari nikad nisu tako savršene. Evo naše eksperimentalne sheme.

Vrijednost elemenata i upotrijebljeni tranzistor ne utječu puno na kvalitetu rada oscilatora. Ovi elementi se mogu po potrebi korigirati s obzirom na frekvenciju VF signala. Ovdje je najvažnije osigurati adekvatne razine ulaznih VF i NF signala kako bi se postigao željeni raspon dubine modulacije (0-100%).

Na ova dva snimka, prvi u vremenskoj i drugi u frekvencijskoj domeni, vidimo gotovo savršenu modulaciju noseće frekvencije od 1 MHz, tonskim signalom od 1 kHz, dobivenu preko našeg modulatora. Modulacijom uz osnovnu noseću frekvenciju 1 MHz, dobivamo dvije bočne frekvencije od 1 kHz. Nikakvi drugi neželjeni produkti modulacije nisu generirani, poput harmonika i drugih stranih frekvencija (uočavaju se tek male amplitude drugih harmonika ispod razine -90 dBm.

Ovakvu čistu amplitudnu modulaciju bi rado bi imali na punom frekvencijskom opsegu nosećih frekvencija (100 KHz – 160 MHz) i u punom audio opsegu modulirajućih frekvencija (100 Hz – 15 kHz). Također, dobro bi bilo da modulacija ostane jednako čista u čitavom amplitudnom odnosu noseće i modulirajuće frekvencije (dubina ili indeks modulacije).

Međutim, naš snimak se čini idealnim samo zato jer je malo namješten da tako izgleda. Prvo, ovdje smo koristili generatore čistih sinusnih signala i podesili idealni odnos njihovih amplituda kako bi dobili relativno čistu amplitudnu modulaciju. Drugo, spektralni prikaz signala je na logaritamskoj skali te se bočne frekvencije čine tek za trećinu manje od noseće frekvencije. U linearnom (stvarnom) odnosu pak amplituda bočnih frekvencija iznosi tek 0,32% amplitude noseće frekvencije. To znači da će naš modulirani ton u praksi biti jedva čujan i to samo na boljim AM prijemnicima. I na osciloskopskom prikazu (u vremenskoj domeni) lijepo vidimo kako je envelopa noseće frekvencije tek blago modulirana tonom od 1 kHz. Trik savršenog prikaza AM modulacije dakle najviše leži u tome što su harmoničke frekvencije toliko niske da su ispod razine šuma mjernog uređaja.

Ako povećamo modulaciju na nekih 80% spektralna slika se bitno mijenja.

Vidimo kako sada uz osnovne bočne frekvencije pomaknute za 1 kHz, imamo generirane i dodatne harmonike pomaknute za 2, 3 i 4 kHz. Ovo su također audio tonovi koji će se čiti u demoduliranom signalu i koji će izobličiti čisti ton na 1 kHz. Međutim, ovdje sada možemo primijetiti kako je amplituda bočnih frekvencija 1 kHz daleko veća nego u prethodnom primjeru. Osnovni signal je na -19 dBm, a bočne frekvencije na -26 dBm što znači da je bočna frekvencija tek za nešto više od 50% manja od noseće frekvencije. Inače, kod 100% modulacije bočna frekvencija doseže točno 50% amplitude noseće frekvencije. To je u praksi ton koji će se najglasnije čuti nakon demodulacije u prijemniku.

Ako se još malo zaigramo sa stupnjem modulacije i modulaciju povećamo preko 100 % dobiti ćemo spektralnu sliku koja će originalni ton od 1 kHz izobličiti do neprepoznatljivosti.

U praksi se val nosioc nikad ne smije modulirati preko 100 % jer tada envelopa nosećeg signala gubi kontinuitet (postaje impulsna) što generira ogroman broj jakih harmonika. Time se višestruko povećava širina zauzetog frekvencijskog opsega, a osnovna modulacijska frekvencija će kod prijema biti izobličena do neprepoznatljivosti.

Zašto onda dolazi do pojave tih većih ili manjih neželjenih harmonika kao produkta modulacije i kako ih se riješiti? U slučaju našeg modulatora, pojačanje tranzistora mijenja se promjenom struje emitera te je amplituda nosećeg VF signala modulirana samom nelinearnošću tranzistora. Slično kao i kod jednostavnih diodnih mješača, zbog nelinearnosti samih elementa koji čine modulator, ovaj način modulacije će generirati neželjene harmonike sa svim negativnim posljedicama toga. Stoga, ako želimo čistu modulaciju, nužna je upotreba podešenih filtarskih titrajnih krugova na izlaznom signalu, što pak za naš VFO vrlo širokog raspona frekvencija pokušavamo izbjeći.

U praksi je vrlo teško napraviti posve savršeni AM modulator, no svakako se teži da neželjena harmonička izobličenja (THD) budu minimalna. Općenito gledano, u teoriji se amplitudna modulacija na prvu čini vrlo jednostavnom, no dobiti posve linearnu naponsku kontrolu VF pojačala i time posve čistu amplitudnu modulaciju VF signala u punom opsegu je u praksi vrlo teško ostvariti i takvi modulatori mogu biti vrlo složeni.

Na Internetu možete vidjeti puno slika i videa gdje se demonstrira amplitudna modulacija preko jednostavnih postupaka modulacije. Sve je to lijepo izgleda pod odabranim idealnim postavkama, no nigdje nećete naći stvarnu analizu prijenosa kompletnog audio-frekvencijskog opsega, posebno ne na širokom opsegu nosećih frekvencija. Mi bi za naš modulator morali utrošiti puno sati testiranja kako bi našli najpovoljnije vrijednosti komponenti i najpovoljniji odnos ulaznih amplituda signala, da na izlazu dobijemo što čišću modulaciju sa što manje neželjenih produkata. Naravno, ugrubo se sve može podesiti i „na sluh“, no mjerenja osciloskopom i spektralnim analizatorom su neusporedivo lakša, preciznija i točnija, te što je najvažnije sa isključenim subjektivnim faktorom pogreške.

Treći test AM modulacije

Ono što je u našem slučaju velika prednost to je što gradimo predajnike vrlo male snage. To znači da će viši harmonici imati relativno male amplitude koje će se praktično nalaziti ispod ili vrlo blizu razine šuma. Ovo vrijedi jednako za harmonike noseće frekvencije kao i za harmonike kao produkt AM i FM modulacije. Zato ovdje čitav projekt moramo promatrati u tom svjetlu i mjerenja prilagoditi stvarnim uvjetima u kojima će raditi naši testni predajnici.

U trećem testu proveli smo nekoliko sati pokušavajući konstruirati „idealni“ modulator sa jednim tranzistorom koji bi signal sa Si5351A amplitudno modulirao na najčišći mogući način. Isprobali smo različite tranzistore koje smo stavljati pod različite uvjete rada glede prednapona baze, te kolektorskih i emiterskih otpornika.

Općenito, ovaj modulator ne možemo promatrati kao linearno VF pojačalo zbog djelitelja napona u emiterskom krugu. Ako želimo da modulacijski napon bude što niži i da modulacija bude što učinkovitija, onda i pojačanje VF signala mora biti što manje, idealno čak i manje od 1. Najbolji rezultati se postižu kada se iz ulaznog signala iz Si5351A razine 1,3 Vpp (50 Ω) dobije modulirani signal koji ne prelazi 200 mVpp što je gušenje od gotovo 7 puta ionako slabog VF signala za postizanje dometa od nekoliko metara. Međutim, sve iznad toga generira bočne harmonike koji prelaze 10% osnovnog signala.

Modulirani signal iz tranzistorskog modulatora relativno je čist do razine nosećeg signala 60 mV. Na slici je u linearnoj skali prikazan 100% moduliran signal frekvencije 1 MHz, audio tonom frekvencije 1 kHz (bočne amplitude na 50% noseće frekvencije). Ovo je najbolje podešavanje koje smo izvukli iz jednostavnog tranzistorskog modulatora. Vidi se kako prvi bočni harmonici već iznose oko 7% noseće frekvencije. Povećanjem amplitude nosećeg signala naglo se pogoršava odnos amplituda osnovnih signala i neželjenih harmonika.

Koliko god se trudili, dobro potiskivanje harmonika sa ovim modulatorom nećemo postići, a svakako možemo očekivati i dodatno izobličenje već ionako izobličenog ulaznog signala iz oscilatora Si5351A. Ovo istina i nije toliko važno za dobivanje dobre envelope audio signala sve dok su vršne amplitude signala stabilne. Zato modulaciju radije pratimo na analizatoru spektra nego na osciloskopu jer prikaz amplitudne modulacije u vremenskoj domeni sa nesinusnim valom nosiocem može biti prilično varljiv.

Osim na emiteru, modulaciju pojačala smo testno izvršiti i na kolektoru tranzistora. U načelu se dobivaju vrlo slični rezultati i ako ćemo se držati niskih amplituda noseće frekvencije onda će AM modulacija biti zadovoljavajuće dobra.

Testirali smo modulator na čitav audio frekvencijski opseg i tu nema problema sa modulacijom, na svim frekvencijama se postižu jednake amplitude moduliranog i harmoničkih signala. Što se tiče audio opsega, mi se kod našeg predajnika ne bi trebali puno brinuti ni o širini audio pojasa koju ćemo prenositi, odnosno o širini kanala koji zauzimamo. Svaki AM prijemnik ima podešene MF filtre propusnosti za određeni frekvencijski opseg i ta širina u pravilu ne prelazi 9 kHz kod širokopojasnih prijemnika. To znači da komercijalni odašiljači prenose audio opseg do frekvencija cca 4500 Hz što je dovoljno za posve razumljiv govor i muziku u nižoj kvaliteti. Tako, bez obzira koju mi frekvencijsku širinu moduliramo, prijemnik će filtrirati i propuštati na demodulator samo uski frekvencijski opseg. Time će se unatoč smanjenom korisnom audio opsegu također filtrirati i eventualni harmonici koji mogu sezati daleko izvan propusne širine prijemnika. Zahvaljujući tome zvuk će iz prijemnika biti čišći nego bi inače bio zbog loše modulacije.

Međutim s druge strane, ako moduliramo puni nefiltrirani audio opseg, širina modulacije uz prve najsnažnije harmonike može lako zauzimati i do 50 kHz. To znači da bi najmanji frekvencijski razmak između dva predajnika trebao biti barem 100 kHz što je ogromni razmak čak i za kratkovalna AM područja, a da ne govorimo o još nižim frekvencijskim područjima. U praksi se može dogoditi da na nekim opsezima prijemnika nećemo moći podesiti više od jednog ili dva predajnika, a da se pri tome njihovi signali međusobno ne preklapaju. Kako sve više razvijamo ovaj projekt, čini se da nećemo moći izbjeći filtre za ograničenje audio opsega, što je jedini način da se smanji frekvencijsko zauzeće nekog prijemnog opsega.

MC 1496

Iako bi amplitudni modulatori sa jednim tranzistorom unatoč svojim nesavršenostima mogli poslužiti svrsi, ovdje se svakako isplati isprobati namjenski čip MC 1496. MC1496 je balansni mješač sa diferencijalnim pojačalima koji se može konfigurirati kao frekvencijski modulator, demodulator ili umnoživač frekvencije. Za našu primjenu ovim čipom možemo generirati puni AM signal (noseća frekvencija i oba bočna pojasa) ili samo bočne pojaseve sa potisnutim nosiocem (DSB).

Temelj čipa su dva posebno konstruirana balansirana diferencijalna pojačala koja se ponegdje nazivaju Gilbertove ćelije, prema englesko-američkom inženjeru elektronike Barrie Gilbertu, jednom od neovisnih izumitelja ovog sklopa.

Specifično svojstvo Gilbertove ćelije je da je diferencijalna izlazna struja precizan algebarski produkt njezina dva diferencijalna analogna strujna ulaza (translinearni množitelj). S obzirom da je izlazna struja točan umnožak (diferencijalne) bazne struje obaju ulaza, kada se ovaj sklop koristi kao mješač dvije frekvencije, njegov balansiran rad poništava mnoge neželjene produkte miješanja te je izlazni signal harmonički vrlo čist. Svi bolji amplitudni modulatori se temelje na ovakvim Gilbertovim ćelijama, bilo da se izvedeni u diskretnoj ili integriranoj tehnici.

Čip MC 1496 je vrlo jeftin za nabavu, sadrži osam tranzistora i svakako se ne isplati raditi tranzistorski sklop za njegovu zamjenu. Čip se može nabaviti u standardnom DIP-14 i SMD SOIC-14 kućištu. Renomirane trgovine elektroničkim dijelovima ovaj čip nude uglavnom samo u SOIC kućištu, no kinezi naravno imaju sve i još k tome sve puno jeftinije. Pitanje je naravno kvalitete, no još gore što je jako puno elektroničkih komponenti koje možete jeftino naručiti iz Kine zapravo lažno i nema veze sa onim što se naručili i što na njima piše. Nekoliko puta sam naručio čipove iz Kine koji se više ne proizvode i ne mogu se nigdje drugdje nabaviti. U dosta slučajeva ti čipovi iako po izgledu i natpisima liče na originale, zapravo nemaju nikakve veze sa čipom koji ste naručili. Kinezi jednostavno prebrišu oznake sa nekih jeftinih čipova u istom kućištu i na njih naštampaju oznake čipova koji god vam trebaju.

Kako god bilo, naručio sam od kineza 5 komada MC 1496 u DIP-14 kućištu jer ih jedino oni nude, a ako stignu lažni čipovi onda ću morati ponoviti narudžbu za dostupnu SOIC-14 inačicu kod nekog renomiranog trgovca.

Očekujem da će modulator sa MC 1496 raditi puno bolje od jednostavnih tranzistorskih, a cijena mu je doista zanemariva (5 komada za 2,3 eura kod kineza, a ni iz Evrope nisu puno skuplji).

Prototip AM modulatora na eksperimentalnoj ploči je odmah proradio. Čistoća moduliranog signala je daleko bolja nego što se može postići jednostavnim tranzistorskim ili diodnim modulatorima. Podešavanje amplitude, odnosno potiskivanje noseće frekvencije također radi sukladno specifikacijama. Glede toga, vidimo da je na originalnoj shemi potenciometar za podešavanje amplitude noseće frekvencije „smješten“ između dva fiksna otpornika. To je napravljeno kako bi se dobila što finija regulacija u ciljanom otpornom području. Fina regulacija je posebno poželjna kod podešavanja maksimalnog potiskivanja noseće frekvencije jer već i najmanja promjena odnosa otpora jako utječe na amplitudu vala nosioca. Ovdje bi najbolje bilo ugraditi višeokretne precizne trimer-potenciometre od 50 kΩ (AM) i 100 kΩ (DSB) kakvi su danas vrlo jeftini.

Elektroničku shemu smo prilagodili na način da se čip MC 1496 napaja jednostrukim umjesto simetričnim naponom. Čip inače može raditi na širokom rasponu napona (3-24 V). U rasponu cca 3-10 V povećanje napona značajno utječe na povećanje izlazne razine signala, a iznad 12 V daljnji porast pojačanja je vrlo malen. Stoga je čip idealno napajati naponom u rasponu 9-12 V. Ovo su eksperimentalni podaci za kineske čipove koje sam ja nabavio, no originalni Motorola čipovi možda imaju drugačije karakteristike.

S obzirom da je izlaz iz čipa MC 1496 na visokoj impedanciji (40 kΩ na 10 MHz) isti je osjetljiv na opterećenje, tako da sam dodao pojačalo za odvajanje (bufer pojačalo ili emitersko slijedilo) sa tranzistorom 2N5179. Ovi tranzistori su mi ostali od nekog ranijeg projekta, no svakako da se ovdje za bufer pojačalo može upotrijebiti bilo koji VF tranzistor sa tranzijentnom frekvencijom od barem 200 MHz. Takvo pojačalo visoku impedanciju na izlazu iz MC 1496 transformira na nisku impedanciju te možemo izravno dodavati gotova VF pojačala za tipične impedancije 50 Ω.

Čistoća i kvaliteta amplitudne modulacije puno ovisi o razinama i odnosu razina VF i NF signala koji se uvode u modulator sa MC 1496. Stoga nam za oba ulazna signala treba regulacija amplitude, odnosno jačine signala. Za NF audio signal to ćemo napraviti potenciometrom za glasnoću na samom audio uređaju. Za VF noseći signal iz oscilatora Si5351A također moramo izvesti neku regulaciju. To bi u pravilu morao biti neki promjenjivi frekvencijski kompenziran atenuator koji bi u čitavom opsegu regulacije zadržavao istu vrijednost ulazne i izlazne impedancije (50 Ω). Nama ovdje stroga konstanta impedancije (opterećenja) nije toliko bitna, važno je da izlaz iz Si5351A opteretimo dovoljno niskom impedancijom da se zadrži otprilike ista amplituda signala u čitavom frekvencijskom opsegu. Stoga smo upotrijebili običan potenciometar od 150 Ω kao djelitelj napona za izlazni VF signal iz Si5351A.

Na eksperimentalnoj ploči ne možemo testirati rad sklopova na visokim frekvencijama (iznad 10 MHz) jer tu već dolazi do velikih gušenja i međusobnih intermodulacija signala uslijed slabih spojeva, dugačkih poveznih vodova te parazitskih kapaciteta i induktiviteta koji zbog toga nastaju. Stoga smo testni sklop zalemili na univerzalnu tiskanu pločicu.

Test je pokazao da modulator radi odlično u cijelom frekvencijskom rasponu 100 KHz – 160 MHz. Kad se audio signal odašilje u punom frekvencijskom rasponu (10 Hz-20 000 Hz) kvaliteta audio signala je usporediva sa WFM radijom što se može zahvaliti niskom harmoničkom izobličenju AM modulatora sa MC 1496. Izlazna jačina signala iz modulatora je dovoljna za prijem na udaljenosti od nekoliko desetaka metara. Tu sve naravno ovisi o anteni. Mi smo testove vršili sa običnom žicom duljine 30 cm te se na VHF području ostvaruje domet i preko 30 metara na običnom ručnom radio-skeneru. Za kratkovalna područja i posebno još dulje valne dužine takva antena naravno nije dovoljna te se domet drastično smanjuje. Imam više ideja kako napraviti jednostavnu antenu za niske frekvencije, no sada, nakon uspješne AM modulacije, želim prvo testirati mogućnosti glede FM modulacije.

FM modulacija

Frekvencijsku modulaciju oscilatora sa čipom Si5351A možemo izvesti jedino modulacijom njegovog internog oscilatora takta koji je kontroliran vanjskim kristalom od 25 MHz. Potrebno je dakle u ritmu modulacijskog napona (audio signal) mijenjati frekvenciju oscilatora od 25 MHz. Što je modulacijska frekvencija viša i amplitudno jača to će devijacija noseće frekvencije biti veća, a zauzeće frekvencijskog kanala šire. Za kvalitetan prijenos muzike (WFM) ta promjena frekvencije doseže i do ±75 kHz. Kod raznih službenih i radioamaterskih FM veza gdje se prenosi samo govor (NFM) ukupna širina kanala ne smije prelaziti 12 ili 15 kHz. To se postiže ograničavanjem audio frekvencijskog opsega (300 – 3000 Hz) ali i ograničavanjem same devijacije.

Koliko sam uspio istražiti, gotovi moduli kvalitetnijih VCO-a za 25 MHz prilično su skupi i neisplativo je kupovati više takvih modula za naš projekt.

Nama je za na naš modul Si5351A potreban što stabilniji oscilator takta jer o njemu ovise sve druge generirane noseće frekvencije. Logično bi stoga bilo zadržati kristalni oscilator, odnosno izvesti FM modulaciju kristalnog oscilatora. Međutim, izravna FM modulacija kristalnog oscilatora je vrlo teška upravo iz razloga jer je kristal vrlo stabilan na svojoj rezonantnoj frekvenciji. To znači da je moguće izazvati tek vrlo male promjene osnovne frekvencije koje neće dati dovoljnu devijaciju za kvalitetnu FM modulaciju. Inače, kod komercijalnih kristalnih FM predajnika, ta mala frekvencijska devijacija osnovnog oscilatora, duplira se kasnijim stupnjevima umnoživača frekvencije. Svakim umnožavanjem osnovne noseće frekvencije (izdvajanje drugog ili trećeg harmonika) umnožava se i početna devijacija. Potrebno je 3-5 stupnjeva umnožavanja da se postigne dovoljna FM devijacija.

Drugi način je iskoristiti harmoničke frekvencije overtonskih kristalnih oscilatora. Mi bismo ovdje umjesto kristala na 25 MHz mogli ugraditi kristalni oscilator na 5 MHz. Taj oscilator bi se frekvencijski modulirao, te zatim izdvojio peti harmonik, na kojem je pet puta umnožena osnovna frekvencija, a jednako tako i devijacija osnovne frekvencije. Trebali bi dakle izgraditi pojasni filtar za 5. harmonik (25 MHz), te dodati pojačalo za izlazni signal jer će 5. harmonik sasvim sigurno biti preniske razine za takt frekvenciju čipa Si5351A. Ovo je svakako nešto jednostavniji sklop od prethodnog prijedloga, no trebalo bi vidjeti u praksi da li bi to stvarno funkcioniralo.

Treća mogućnost je odustajanje od kristalnog oscilatora i gradnja nekog jednostavnog oscilatora na 25 MHz kojeg je lako frekvencijski modulirati. Frekvencija takvog oscilatora vjerojatno neće biti stabilna kao kod kristalnog oscilatora ali za testni predajnik će i ta stabilnost biti više nego dovoljna.

Prvi test FM modulacije

Prije gradnje FM modulatora moramo isprobati da li će čip Si5351A uopće raditi sa FM moduliranim takt signalom. Sretna okolnost je ta da se kao oscilator takta za Si5351A ne mora nužno koristiti interni oscilator sa vanjskim kristalom u opsegu frekvencija 25-27 MHz, nego se može koristiti i bilo koji drugi vanjski signal frekvencije 10-100 MHz (max. 3,6 Vpp). Inačica čipa Si5351B ima poseban pin VC (VCXO) na naponsku kontrolu oscilatora, a inačica Si5351C ima pin CLKIN za dovođenje vanjske frekvencije takta, te bi se ovi pinovi možda mogli iskoristiti za FM. Kod naše osnovne inačice Si5351A pak vanjski takt od 25-27 MHz možemo dovesti na pin XA preko kondenzatora 100 nF (nakon što se ukloni vanjski kristal), a ulaz XB pri tome ostaje otvoren (neiskorišten).

Modul Si5351 sa odlemljenim kristalom 25 MHz i pripremom za dovođenje takt signala 25 MHz iz nekog vanjskog oscilatora. Konektor u sredini je odspojen od pločice (prerezana tiskana veza) i iskorišten za dovod takt signala.

Prvi testovi su pokazali da FM sasvim dobro radi na frekvenciji takt signala. Primijetili smo da je FM signal puno čišći kada se koristi (modulira) sinusni takt signal (bez harmonika) nego kad se koristi pravokutni signal. To je i za očekivati jer se modulacijom pravokutnog signala istovremeno modulira i niz harmonika koji onda stvaraju čitav spektar novih harmoničkih frekvencija. Neke od tih frekvencija padaju u FM prijemni opseg gdje se miješaju sa frekvencijama originalnog modulacijskog signala te ga izobličavaju.

Zbog svega ovoga postoji dvojba da li je bolje ići na FM modulator baziran na pravokutnom signalu (koji je jednostavniji za gradnju) ili pak ići na sinusni signal, odnosno na oscilator sa podešenim rezonantnim LC krugom. Najjednostavniji FM oscilator (VCO) može se napraviti uz upotrebu NAND logičkih vrata.

Lijevo na slici je osnovna shema oscilatora sa NAND vratima, a desno je shema testnog FM modulatora 25 MHz za naše potrebe.

Logički ili digitalni integrirani krugovi, odnosno logička vrata su kao što znamo predviđena za rad sa dvije naponske razine: niski napon blizu ili na razini nule koji se prepoznaje kao logička nula i visoki napon blizu ili na razini napona napajanja koji se prepoznaje kao logička jedinica. Logički krugovi su stoga u osnovi tranzistorske sklopke.

Oscilatore sa logičkim vratima smo već više puta opisivali i tu nema puno mudrosti. Sve se svodi na inverter. Inverter jednu logičku razinu na ulazu pretvara u suprotnu logičku razinu na izlazu. Ako se dakle napravi povratna veza sa izlaza na ulaz invertera, onda će se promijenjeno logičko stanje na izlazu svaki put prenijeti na ulaz, što će uzrokovati ponovnu promjenu stanja na izlazu i tako u krug. Mogli bi reći da logički krug ulazi u vlastito samoosciliranje, a isto se onda može kontrolirati (usporiti) RC elementima (vremenskom konstantom prijenosa signala) u povratnoj vezi. Inverter ili NOT logička vrata se također mogu konfigurirati iz različitih drugih logičkih vrata.

Sada se postavlja pitanje kako onda jedan logički krug spojen u oscilator, poput ovdje prikazanog 7413 koji sadrži dvoja NAND vrata sa četiri ulaza, može procesuirati audio signal sa svim njegovim naponskim i frekvencijskim razinama te ga pretvarati u frekvencijski pomak (devijaciju) osnovne izlazne frekvencije oscilatora. Drugim riječima kako sklop radi kao RF mješač. Očekivali bi da je to sklop koji raspoznaje i procesuira samo dvije logičke razine.

Odgovor na ovo pitanje leži u činjenici da je svaki logički krug sastavljen od tranzistora, dakle sa svim njihovim karakteristikama i koji onda sami po sebi nisu i ne mogu biti u praksi promatrani kao posve savršene sklopke. Idealna tranzistorska sklopka, a time i idealni logički krugovi bi trebali trenutno reagirati na promjenu dva različita stanja i trenutno prebacivati ta dva stanja. U idealnim uvjetima bi zapravo postojale samo dvije razine (nula i Vcc) i ništa između. U praksi naravno ništa ne može biti trenutno (vrijeme nula) nego su potrebna određena vremena trajanja da se procesi unutar tranzistora završe i da time napon postupno poraste ili se smanji s jedne na drugu razinu.

U pravokutnom valnom obliku bočne strane dakle nikad nisu posve vertikalne, nego postoji neki nagib jer skok napona ne može biti trenutan (osim možda u nekom kvantnom svijetu). Ovo smo već opisivali gore u tekstu kod analize signala sa oscilatora Si5351A. Upravo ovo „radno“ područje tranzistora unutar logičkog kruga sa vrlo strmom karakteristikom, može se promatrati kao područje linearnog pojačanja tranzistora. Pojednostavljeno gledano, ovdje se zapravo koristi jedna neželjena karakteristika logičkih sklopki, a to je vrijeme koje potrebno da se napon pojača na logičku jedinicu ili smanji na logičku nulu. U tom vremenu tranzistor radi kao gotovo linearno pojačalo. Iako je to vrijeme vrlo kratko, ono zapravo određuje maksimalnu moguću brzinu rada tranzistora kao sklopke (maksimalnu frekvenciju), te uvelike definira izgled (izobličenje) izlaznog signala.

Više puta smo vidjeli u našim objavama da se ponekad u sklopovima ne koriste određena gotova logička vrata, na primjer inverteri (NOT logička vrata), nego se koriste druga vrata poput NAND ili NOR koja se onda spajaju kao NOT vrata za funkciju oscilatora, bufera i drugo. U našem primjeru pak imamo slučaj da se ne koriste standardna NAND vrata sa dva ulaza, nego NAND vrata sa četiri ulaza, koja su opet spojena kao NAND vrata sa dva ulaza.

Ponekad je razlog za ovo jednostavno taj da se iskoriste oni čipovi koje trenutno imamo na raspolaganju. No u velikom broju slučajeva razlog za to nije tako banalan i leži u samoj unutrašnjoj električnoj shemi logičkih vrata koja se uglavnom sastoje od serijskih i paralelnih kombinacija P-MOS i N-MOS tranzistora. Ponekad jednostavnija logička vrata sa manje ulaza/izlaza mogu imati složeniju elektroničku shemu od logički složenijih vrata. Tako se kombinacijama pojedinih različitih logičkih krugova mogu dobiti neka logička vrata boljih električnih karakteristika nego da je upotrijebljen čip sa baš tim vratima. Karakteristike se najviše očituju u većoj brzini, manjoj struji curenja, manjoj potrošnji struje, boljim ulaznim i izlaznim impedancijama i slično.

Elektroničari koji se dugo bave logičkim elektroničkim sklopovima raspoznaju u praksi određene razlike glede tvorničke konstrukcije pojedinih logičkih vrata. Ovo najčešće nema značaj za primjenu u većini digitalnih krugova, no za neke specifične primjene te razlike u unutrašnjoj konstrukciji i električnim specifikacijama pojedinih logičkih vrata mogu biti od velikog značaja.

Logički integrirani krug SN7413 za našu primjenu bi morao raditi na frekvenciji 25 MHz, a to je već blizu granične frekvencije i za brze TTL logičke čipove. Stoga mi ovdje obavezno moramo koristiti brze inačice ovog čipa sa oznakom LS ili F (74LS13, 74F13). Najbrža je inačica 74F13 no taj čip je teško nabaviti pa nam preostaje 74LS13.

U zalihama imamo dva čipa SN74LS13N proizvođača Motorola iz 1988. godine, jedan čip SN7413N Texas Instruments iz 1973. godine, a naručili smo još pet novih čipova SN74LS13N iz Kine. Test je pokazao da su granične frekvencije rada ovih čipova u rasponu 23-26 MHz. Jedan čip iz Kine je detektiran kao neispravan jer doseže jedva 20 MHz i pokazuje velike nestabilnosti u spoju oscilatora kroz čitav opseg frekvencija. Ostali čipovi iz Kine, kao i Motorola čipovi su približno istih karakteristika. Najviše je iznenadio čip Texas Instrumentsa koji je najstariji, rabljen (odnekud izvađen), koji čak i nema oznaku LS (ili neku drugu) i koji je stabilno radio na frekvenciji preko 26 MHz, dakle višoj od svih ostalih čipova.

Kako god bilo, ovo su i dalje granične frekvencije i vjerojatno nije pametno koristiti ove čipove za oscilatore na 25 MHz. Srećom, signal iz ovakvih relaksacijskih oscilatora je bogat harmonicima tako da nema nikakve zapreke koristiti drugi harmonik osnovne frekvencije 12,5 MHz.

Čip Texas Instrumentsa iz 1973. godine pokazao je najveću brzinu u radu. Signal na rubnom području rada „pravokutnog“ oscilatora je uvijek „šiljast“ i varljivo izgleda slično sinusnom signalu. To je zato jer do izražaja dolaze bočne strmine čije je vrijeme porasta i pada dulje od vremena trajanja „ravnog“ dijela signala. Međutim, iako je nalik sinusnom, ovo je i dalje harmonicima vrlo bogat signal.

Spektralna slika signala iz oscilatora 12,5 MHz sa logičkim čipom SN74LS13. Vidi se daje drugi harmonik na 25MHz samo nekih 10 dBm slabiji od osnovnog signala čime je posve upotrebljiv za naš projekt.

U konačnici, testirali smo kako radi naša shema sa čipom SN74LS13 kao stvarni FM predajnik. Radi iznenađujuće dobro. Jasno da izobličenja ima što je posve za očekivati jer uz noseći signal pun harmonika ne koristimo nikakve filtre, no sve u svemu lijepo možete čuti čak i 8. harmonik na 100 MHz (koji pada u radiodifuzni FM opseg) na udaljenosti nekoliko desetaka metara.

Plan za dalje je zalemiti ovaj modulator na tiskanu pločicu, izraditi neki jednostavni pojasni filtar za 25 MHz i onda testirati rad Si5351A sa ovim modulatorom. Isto tako nećemo odustati ni od kristalnog oscilatora/modulatora. Naručiti ću kristalni oscilator (rezonator) na 5 MHz i vidjeti može li se izdvojiti 5. harmonik. Ovo bi bilo najbolje rješenje, ne samo zbog stabilnosti, nego i zbog toga što bi isti kristal koristili za obje namjene (FM modulaciju i AM modulaciju). To bi isključilo potrebu za osmišljavanjem mehaničkih ili elektroničkih sklopki za preklapanje XA (takt) ulaza za Si5351A što uvijek može rezultirati šumovima i smetnjama koje degradiraju ili blokiraju rad našeg VFO-a.

FM modulacija kristalnih oscilatora

Već smo rekli da su kristalni oscilatori frekvencijski vrlo stabilni i teško je vanjskim elementima izazvati neku veliku devijaciju (pomak) frekvencije od one na kojoj rezonira sam kristal, svakako ne ni blizu pomak od ±75 kHz koliko bi trebalo za komercijalni WFM radio. Stoga je potrebno početnu malu devijaciju frekvencije kristala koja se još može izazvati (do nekoliko kHz) pojačati dodatnim stupnjevima umnožavanja frekvencije ili korištenjem harmoničkih frekvencija.

Odabir kristala

Za naš projekt smo naručili iz Kine jeftine kristale opće namjene od 5 MHz iz DIP HC-49S serije. Navedenu seriju odlikuje nizak ESR što pridonosi stabilnosti frekvencije ali i povećan „pullability“ što znači da je vanjskim kapacitetima moguće nešto više razvući raspon rezonantnih frekvencija kristala.

Već ste primijetili da u mojim objavama maksimalno izbjegavam detaljna teoretska objašnjavanja i složene izračune za objašnjenje rada nekog elektroničkog elementa ili sklopa. Preferiram upotrebu gotovih kalkulatora i simulatora elektroničkih krugova, no glede toga razlika između idealnih i stvarnih elektroničkih komponenti može biti značajna, pogotovo ako koristimo jeftine komponente opće namjene iz masovne proizvodnje. Stoga je bolje analizirati realne praktične snimke signala iz pojedinih sklopova gdje se onda izravno uočavaju stvarne karakteristike promatranih elemenata i sklopova. Objašnjenja pokušavam svesti na razinu osnovnog shvaćanja nekog principa ili pojave. Tako ćemo uraditi i za naš kristal.

Frekvencijsko-impedancijska karakteristika kristala

Za početak ćemo analizatorom spektra snimiti frekvencijsko-amplitudnu (impedancijsku) karakteristiku naših kristala. Ona će nam pokazati rezonantnu krivulju istih.

Na frekvencijsko-amplitudnoj karakteristici kristala od 5 MHz jasno se uočavaju dvije rezonancije: serijska na 4,999500 MHz (Marker 1) i paralelna na 5,004380 MHz (Marker 3). Deklarirana frekvencija od 5 MHz se nalazi negdje u sredini bliže serijskoj rezonantnoj frekvenciji.

Na frekvencijsko-impedancijskoj karakteristici kristala od 5 MHz vrlo lijepo se vidi da kristal pokazuje dvije oštre rezonantne frekvencije iznad i ispod 5 MHz, na međusobnom razmaku od 4,880 kHz. Vidimo da je prva rezonantna frekvencija na vrlo niskoj impedanciji (gušenje svega -2,5 dB), odnosno praktično teži prema kratkom spoju. To nas odmah upućuje na zaključak kako je ovdje riječ o serijskoj rezonanciji kod koje otpor LC titrajnog kruga pada praktički na nulu. Druga rezonantna frekvencija pak je na najvišoj točki impedancije (najveći otpor, gušenje -82 dB) što nam ukazuje kako je ovdje riječ o paralelnoj rezonanciji kod koje otpor LC titrajnog kruga teži biti beskonačan (otvoren strujni krug).

S obzirom da kristal dakle pokazuje obje rezonantne frekvencije, onda ga svakako možemo promatrati kao kombinaciju paralelnog i serijskog LC titrajnog kruga.

Nadomjesna shema kristala: Ls – induktivna komponenta kristala, Cs – kapacitivna komponenta kristala, Rs – omski otpor kristala (ESR), Cp – paralelna kapacitivna komponenta koju predstavlja unutrašnji kapacitet i vanjske električne veze kristala

Iz nadomjesne sheme kristala možemo vidjeti kako je on u osnovi serijski LC titrajni krug, no kao realni element neophodno ima i neki svoj omski otpor kao i interni paralelni kapacitet koji je nemoguće izbjeći zbog same konstrukcije kristala. Prema tvorničkim podacima, ESR za naš kristal je 80-150 Ω maksimalno, a interni ili shunt kapacitet je maksimalno 7 pF. O veličini tog internog kapaciteta ovisi paralelna rezonantna frekvencija pa možemo reći da ona nastaje kao posljedica parazitskih kapaciteta u konstrukciji kristala koji se ne mogu izbjeći. Stoga se kod konstrukcije kristalnih oscilatora teži da kristal radi na svojoj serijskoj rezonanciji jer je tu manja osjetljivost na vanjske parazitske kapacitete.

Da bi vidjeli koja reaktancijska komponenta (induktivna ili kapacitivna) prevladava na određenim frekvencijama, moramo snimiti frekvencijsko-faznu karakteristiku našeg kristala.

Frekvencijsko-fazna karakteristika kristala

Inače posjedujem vrlo dobar analizator spektra (Siglent SSA3021X) preko kojeg smo snimili rezonantne frekvencije kristala, no analizatori spektra ne mogu snimati fazne vektore. Za to nam je potreban VNA (vector network analyzer). Oba ova instrumenta snimaju karakteristike u frekvencijskoj domeni, no analizator spektra to radi s obzirom na amplitudu, a VNA s obzirom na fazu promatranog signala.

Osciloskop, analizator spektra i VNA su tri osnovna instrumenta za promatranje i mjerenje električkih signala. Ponuda sva tri instrumenta je danas vrlo bogata, a cjenovni rasponi idu od nekoliko desetaka eura do nekoliko desetaka tisuća eura. Jasno je dakle da postoje ogromne razlike u specifikacijama i mogućnostima između pojedinih modela ovakvih mjernih instrumenata.

Moj VNA spada u kategoriju najjeftinijih na tržištu i riječ je o popularnom modelu iz serije NanoVNA-F. Kod jeftinijih VNA ograničenja su u ulaznoj osjetljivosti i razini vlastitog šuma (dinamički raspon), no također i u brzini rada, rezoluciji mjerenja (broj točaka) i rezoluciji prikaza (displej). Ograničenja su naravno i u mogućnostima analize i usporedbe snimljenih signala bilo u realnom vremenu ili naknadno kao i u dostupnim kontrolama. Takvi uređaji obično imaju samo osnovne kontrole i osnovne analize snimljenih signala. Pa pak, današnji VNA cjenovnog razreda do 150 eura posve zadovoljavaju svim amaterskih zahtjevima i za tu cijenu zapravo imaju impresivne specifikacije i mogućnosti mjerenja.

Ovdje se vidi fotoaparatom slikan ekran NanoVNA-F tijekom mjerenja amplitudne i fazno-frekvencijske karakteristike kristala. Iako je slika uživo puno bolja što se tiče boja i oštrine, već i ovdje se lako uočava prilično niska rezolucija mjerenja. Maksimalna brzina mjerenja ne 200 točaka u sekundi, a maksimalna rezolucija mjerenja je 800 točaka. Displej je rezolucije 800×480 točaka. Iako ovi podaci nišu baš impresivni to je i dalje prilično iskoristiv mjerni instrument u praksi.

Softver koji dolazi uz NanoVNA-F je prilično jednostavan, spor i sa osnovnim mogućnostima. Praktično omogućuje samo povezivanje sa NanoVNA-F preko USB porta (emulacija COM porta) u cilju razmjene .s1p i .s2p datoteka. To su osnovi tekstualne datoteke kojima se prenose rezultati mjerenja, odnosno vrijednosti X i Y osi grafova. Stoga softver ne može komunicirati sa NanoVNA-F u realnom vremenu i ne može kopirati prikaz na ekranu. Postoji puno programa namijenjeni za čitanje .s1p i .s2p datoteka i crtanje grafova iz istih, a u tu svrhu može poslužiti i MS Excel ili bilo koji drugi slični program sa podrškom za XY grafove.

Mi ovdje imamo problem jer želimo istovremeni prikaz amplitudne i fazne karakteristike, dakle želimo usporediti dva frekvencijska grafa sa različitim mjernim jedinicama na Y osi (dBm za amplitudu i stupnjevi za fazni pomak). Ovakav prikaz radi na samom NanoVNA-F displeju (iako se na Y osi može odabrati za prikaz samo jedna mjerna vrijednost), no originalni softver ne podržava učitavanje takvih kombinacija. Nakon nekoliko instalacija različitih drugih softvera za .s1p i .s2p datoteke, nisam uspio naći ni jedan koji može napraviti tu kombinaciju, barem ne u besplatnoj inačici. Stoga sam se poslužio dobrom starim MS Excelom i ručno preklopio ta dva frekvencijska grafa.

Pomoću instrumenta NanoVNA-F snimili smo .s1p datoteke sa rezultatima mjerenja amplitudnog i faznog odziva našeg kristala. Datoteke smo zatim obradili u MS Excelu kako bi dobili paralelni usporedni prikaz ove dvije frekvencijske karakteristike.

Na frekvencijama nižim od serijske rezonantne frekvencije (4,999500 MHz) zakretanje faze signala je oko -90° što znači da kristal ovdje ima vrlo izraženu kapacitivnu komponentu impedancije. Na serijskoj rezonantnoj frekvenciji dolazi do nagle promjene faze za 180° tako da ona od ove točke iznosi +90°. To znači da kristal ovdje pokazuje izraženu induktivnu komponentu. Na paralelnoj rezonantnoj frekvenciji (5,004380 MHz) ponovno dolazi do naglog okretanja faze za 180° i ona od ove točke opet iznosi -90° što znači da do izražaja ponovno dolazi kapacitivna komponenta kristala.

Ovo vrlo naglo zakretanje faze sa praktično čisto kapacitivne (-90°) na čisto induktivnu reaktanciju (+90°) je specifičnost kristala koja određuje njegove vrlo oštre rezonantne krivulje. To zakretanje će se uvijek događati na rezonantnoj frekvenciji bez obzira koliko ju pomaknemo vanjskim kapacitetima.

Promjena rezonantnih frekvencija kristala

Iz svega je jasno da ćemo dodavanjem vanjskih (dodatnih) kondenzatora ili zavojnica u seriju ili paralelno sa kristalom promijeniti njegovu rezonantnu serijsku ili paralelnu frekvenciju. Praktičnije je dodavanje kondenzatora (promjenjivih kondenzatora) umjesto zavojnica jer su jednostavnije i manje konstrukcije. Dodavanje vanjskog kapaciteta će imati najveći učinak u dijelu gdje se naglašenost kapacitivne komponente, nakon rezonancije (podjednaka impedancija obje komponente), počinje mijenjati u induktivnu komponentu, dakle u području između dvije rezonancije, bliže serijskoj rezonanciji. Ovdje je dovoljan već mali dodatni kapacitet da se promjeni frekvencija kristala.

Teoretski se čini kako bi neki dovoljno veliki kapacitet ili induktivitet mogao promijeniti rezonantnu frekvenciju kristala bilo gdje daleko od njegovih osnovnih rezonancija. Međutim, kristal se ne smije opteretiti velikim kapacitetima ili induktivitetima jer se time povećava disipacija snage na njemu. To dovodi do zagrijavanja kristala što je vrlo neželjen učinak jer su kristali temperaturno osjetljivi elementi kojima promjena temperature izaziva pomak rezonantnih frekvencija. U slučaju pretjeranog opterećenja kristal može biti i uništen. Prema podacima za naš kristal disipacija snage na njemu može biti u granicama 1-500 µW (tipično 100 µW). Također, vanjski kapaciteti ili induktiviteti neminovno ruše faktor dobrote kristala i rezonancije postaju šire sa većim gubicima. To je još jedan razlog zašto dodavanje velikih kapaciteta kristalima nije dobra ideja.

Vrijednosti kondenzatora koji se stavljaju paralelno kristalu ovise o više faktora, a između ostalog i o samim karakteristikama upotrijebljenog kristala. Stoga se najbolje pridržavati tvorničkih uputa za određeni tip i frekvenciju kristala. U svakom slučaju, idealno bi bilo precizno izmjeriti frekvenciju oscilatora sa određenim kristalom, a onda kondenzatorima dovesti tu frekvenciju na nominalnu vrijednost koja je naznačena na samom kristalu. U praksi se vrijednosti tih kondenzatora mogu kretati u rasponu od 3 pF do 2200 pF što najviše ovisi o samoj frekvenciji i tipu kristala. Za naš kristal od 5 MHz se specificira dodavanje serijskog kondenzatora 16-32 pF.

Koja frekvencija je ispisana na samom kristalu

Sad dolazimo do zanimljivog pitanja: ako kristal ima dvije rezonantne frekvencije koje se obaveznim dodatkom vanjskih kapaciteta dodatno pomiču, koja je onda to nominalna frekvencija ispisana na samom kristalu.

Proizvođači na kristalima obično otisnu samo jednu rezonantnu frekvenciju (najčešće serijsku), no u tvorničkim podacima svakako treba biti navedeno koja frekvencija je otisnuta jer razlika između serijske i paralelne rezonancije kristala može biti i nekoliko kHz. Štoviše, na kristal se najčešće ne otiskuje njegova točna (stvarna) serijska ili paralelna rezonantna frekvencija, nego frekvencija na kojoj će oscilator sa tim kristalom oscilirati kada mu se dodaju obavezni vanjski kondenzatori (loading capacitance) i čiju vrijednost također propisuje proizvođač. Tako je slučaj i sa našim kristalom nominalne vrijednosti 5 MHz. Vidjeli smo da je njegova serijska rezonantna frekvencija zapravo nešto niža (za 500 Hz), a isto se onda kompenzira i ugodi dodavanjem vanjskog kapaciteta 16-32 pF.

No, ni takvo označavanje kristala nije uvijek pravilo u praksi. Kao što smo vidjeli u objavi Generator 50 MHz RIZ u praksi se kristali mogu označavati na različite načine. Za overtonski brušene kristale (koji osim na osnovnoj rezoniraju i na harmoničkim frekvencijama) može biti upisana neka overtonska (viša harmonična) frekvencija, ovisno o krugu za koji je kristal namijenjen. Također, ponekad se upisuje ona frekvencija koja ni približno ne odgovara niti jednoj rezonantnoj frekvenciji kristala, nego izlaznoj frekvenciji specifičnog kruga koji se bazira na određenom kristalu. To se u prvom redu odnosi na superheterodinske RF krugove gdje može biti upisana frekvencija koja je uvećana ili umanjenja za vrijednost heterodinske međufrekvencije.

Frekvencije se vrlo često upisuju u skraćenom brojčanom obliku bez mjerne jedinice (kHz, MHz). Na nekim kristalima ćemo umjesto oznake frekvencije naći samo oznaku kanala nekog primopredajnika za koji je taj kristal predviđen. Stoga, ukoliko imamo neki kristal kojem ne znamo porijeklo ni očekivanu frekvenciju, a ista nije u cijelosti ispisana na tijelu kristala, teško ćemo iz same oznake moći zaključiti točne rezonantne frekvencije kristala, pogotovo ako ne znamo ni tip kristala.

Zašto se kristalima uvijek dodaju vanjski kapaciteti

Zašto je uopće neophodno dodavati te vanjske kondenzatore kristalima za podešavanje rezonantne frekvencije. Za to ima više razloga. U praksi kristalni oscilatori ne mogu stabilno raditi na točnim serijskim i paralelnim rezonancijama kristala nego obično negdje između te dvije vrijednosti. Kristali se stavljaju u pozitivnu povratnu spregu oscilatora koja vrši određeni utjecaj na kristal, a često je potrebno i galvansko odvajanje istosmjerne od izmjenične komponente tako da je serijsko dodavanje kondenzatora samim time neophodno. Oscilator za stabilan i ispravan rad treba povratnu vezu u fazi, a s obzirom da elektronički elementi nisu savršeni to je teško postići. Stoga je opet neophodno dodavati vanjske kapacitete ili induktivitete za kompenzaciju faznog pomaka. Ovo će biti jasnije ako nacrtamo dvije osnovne sheme kristalnih oscilatora. Najčešća izvedba oscilatora koji koristi serijsku rezonanciju kristala je Pierce oscilator, a za paralelnu rezonanciju je to Colpitts oscilator.

Colpitts i Pierce kristalni oscilatori

Tipične shema Colpitts oscilatora sa paralelnom rezonancijom kristala i Pierce oscilatora sa serijskom rezonancijom kristala.

Sheme dva tipična kristalna oscilatora namjerno smo nacrtali tako da se jasno vidi kako se oba baziraju na tranzistorskom pojačalu i kristalom u pozitivnoj povratnoj sprezi (veza sa izlaza pojačala natrag na ulaz pojačala). Također u oba slučaja vidimo da su kondenzatori u povratnoj sprezi neophodni kako ne bi nastao kratak spoj u istoj. U primjeru Colpitts oscilatora sa paralelno vezanim kristalom to bi bio izravan kratki spoj, a u slučaju Pierce oscilatora na serijskoj rezonanciji impedancija kristala je vrlo niska (praktično nekoliko oma) što bi dovelo do prejake povratne sprege i nestabilnosti oscilatora.

Osim toga, kondenzatori su neophodni i za stabilan rad kristalnog oscilatora glede povratne faze, odnosno služe za dobivanje ispravnog faznog pomaka u pozitivnoj povratnoj sprezi. Znamo da za stabilan rad oscilatora ulazni signal dobiven preko povratne veze mora biti potpuno u fazi sa izlaznim signalom (0° ili 360°). Što je odstupanje u fazi veće to će efikasnost (jačina) i stabilnost oscilatora biti manja.

Kod Colpitts oscilatora tranzistor radi kao emitersko slijedilo gdje je teoretski izlazni signal u fazi sa ulaznim. To znači da u povratnoj vezi moramo izbjeći promjenu faze. No, kako smo rekli, kristal sam po sebi na rezonantnoj frekvenciji stvara pomak faze od 180° tako da su neophodni kondenzatori na svakom kraju kristala koji će stvarati dodatan pomak faze za 180° (2 x 90°) i time vratili signal na istu fazu. U praksi, sa stvarnim elementima oscilatora, ta zakretanja faze nisu idealna (točno 90°). Razlog za to su naravno parazitske reaktivne komponente koje čine impedanciju LC elemenata, no tu je i procesuiranje signala u samom pojačalu. Kod realnog pojačala uvijek postoji neko malo kašnjenje između ulaznog i izlaznog signala iz pojačala (tranzistora, invertera) za vrijeme koliko je potrebno da se signal procesuira. To kašnjenje onda naravno stvara određeni pomak faze koji je u povratnoj sprezi potrebno kompenzirati serijskim kondenzatorima.

Kod Pierce oscilatora pak tranzistor radi kao klasično pojačalo sa zajedničkim emiterom i signal se uzima sa kolektora koji je onda teoretski za 180° fazno pomaknut od ulaznog signala. S obzirom da i sam kristal stvara pomak faze 180° teoretski na ulazu u pojačalo dobivamo signal u fazi sa izlaznim. Međutim, zbog opisanih nesavršenosti elementa koji čine oscilator i ovdje pomaci faze neće biti idealni tako da je potrebna kompenzacija kondenzatorima. Također, serijska rezonancija na kojoj radi kristal u Pierce oscilatoru uzrokuje vrlo nisku impedanciju u pozitivnoj povratnoj sprezi, te se jačina te sprege mora kontrolirati vanjskim kondenzatorima. Pierce oscilatori stoga ne mogu raditi na pravoj serijskoj ili paralelnoj rezonanciji kristala. Djeluju negdje između dvije vrijednosti, ali to je gotovo uvijek bliže serijskoj nego paralelnoj rezonanciji (kako smo i vidjeli na gornjem snimku) jer se teži dodavanju kapaciteta što manjih vrijednosti kako se kristal ne bi nepotrebno opterećivao.

Efekt dodanih kondenzatora na promjenu rezonantnih frekvencija kristala

Iz izmjerenih karakteristika kristala i osnovnih objašnjenja je jasno da serijsku rezonanciju kristala možemo mijenjati serijskim dodavanjem kondenzatora kristalu, a paralelnu rezonanciju kristala možemo mijenjati paralelnim dodavanjem kondenzatora kristalu. U prvom slučaju, što je serijski dodan kondenzator veće vrijednosti, serijska rezonantna frekvencija će se pomaknuti prema više. Isto tako, što je paralelno spojeni kondenzator veće vrijednosti, to će se paralelna rezonantna frekvencija pomaknuti prema niže.

Iz ovoga pak proizlazi da frekvenciju kristala možemo mijenjati u rasponu frekvencija između serijske i paralelne rezonancije, dakle u našem slučaju između 4,999500 MHz i 5,004380 MHz što je raspon od 4,880 kHz. Praktično vjerojatno nećemo moći postići toliku devijaciju jer bi trebali kondenzatore velikog kapaciteta koji onda previše opterećuju kristal i negativno djeluju na njegov faktor dobrote.

Prvo ćemo napraviti malu testnu pločicu da vidimo kolika je devijacija frekvencije uopće moguća sa našim kristalima. Promjenjivi kondenzatori ne bi trebali biti većeg kapaciteta od 32 pF jer je to maksimalno dozvoljeno opterećenje prema tvorničkim specifikacijama, a osim toga i kapacitivne diode koje mislimo koristiti za FM modulaciju imaju maksimalni kapacitet od nekih 38 pF (BB 910). Naravno, serijski kapacitivnoj diodi se mora dodati i fiksni kondenzator male vrijednosti za odvajanje upravljačkog (audio) napona niske frekvencije, od frekvencije rada oscilatora na 5 MHz. Time će ukupni kapacitet modulacijskog kapacitivnog kruga biti manji što možemo popraviti upotrebom više paralelno spojenih kapacitivinih dioda. U zalihama imamo promjenjive kondenzatore 3-150 pF pa ćemo ih iskoristiti za naš test. Uglavnom, naš „univerzalni“ testni krug izgleda ovako.

Testni krug za simulaciju kombinacija kristala i kondenzatora u povratnim vezama različitih kristalnih oscilatora. Metalno kućište kristala smo uzemljili jer je bez toga kristal osjetljiv na vanjske parazitske kapacitete (dodir prstom može promijeniti interne kapacitete za nekoliko pF). Također, svakom trimer-kondenzatoru je dodan kratkospojnik kako bi mogli kontrolirati njegovo uključivanje ili isključivanje iz mjernog kruga.

Test je pokazao da serijski vezani kondenzator do 150 pF može povećati serijsku rezonantnu frekvenciju za 1,107 kHz. Isti takav paralelno vezani kondenzator pak može smanjiti paralelnu rezonantnu frekvenciju za 4,788 kHz odnosno praktično za čitav raspon između serijske i paralelne rezonantne frekvencije. Međutim, kako smo već objašnjavali, veliki kapacitet narušava faktor dobrote kristala tako da se amplituda sa početnih -82 dB na najnižoj frekvenciji povećala na -30 dB.

Koliku FM devijaciju želimo postići

Cilj našeg testnog predajnika svakako nije pokrivanje komercijalnog FM UKV opsega signalom velike kvalitete (devijacija ±75 kHz) jer tu uvijek radi puno lokalnih postaja i dodatne testne emisije nisu potrebne. Na kraju krajeva, (jedino) taj opseg i nije zanimljiv za naše svrhe.

Za sve druge službene i radioamaterske veze uskopojasnom FM modulacijom (NFM) gdje se prenosi govorna informacija (telefonija) ili telegrafija, odnosno audio frekvencijski opseg 300 Hz – 3 kHz, maksimalna devijacija praktično ne treba prelaziti ±5 kHz. Uz najveći dopušteni indeks modulacije za NFM veze M=1, ukupna širina kanala koju će zauzeti NFM modulacija je 12 kHz.

Iz svega proizlazi da bi mi frekvenciju oscilatora od 5 MHz trebali mijenjati za oko 2 kHz kako bi na 5. harmoniku imali devijaciju od ±5 kHz. Prema našim testovima ovo bi trebalo biti izvedivo. Druga mogućnost je upotrijebiti kristal na 2,5 MHz i koristiti 10. harmonik. Tada bi bila dovoljna promjena frekvencije od oko 1 kHz. Ovo je vjerojatno bolja opcija jer će kristal biti manje opterećen, a oscilator će se lakše modulirati i svakako će biti stabilniji.

Kako god bilo, sada moramo izvesti neke praktične krugove oscilatora i testirati moguće FM devijacije sa istima.

Koje specifikacije FM modulacije moramo postići: devijacija, indeks modulacije, zauzeće frekvencijskog kanala

Što se tiče frekvencijske modulacije važno je znati nekoliko praktičnih stvari i razlika s obzirom na amplitudnu modulaciju. Kod amplitudne modulacije je širina zauzeća kanala (frekvencijskog opsega) otprilike jednaka dvostrukoj vrijednosti najviše modulacijske frekvencije. To znači da ako audio-frekvencijskim opsegom 300-3000 Hz amplitudno moduliramo neku noseću frekvenciju, onda će puni AM signal zauzeti opseg od 6 kHz (2 x 3 kHz). Međutim, ako istim audio opsegom frekvencijski moduliramo neku noseću frekvenciju, onda će FM signal zauzeti višestruko širi frekvencijski opseg, teoretski će se harmonici osnovne modulirane frekvencije protezati u beskonačnost kroz čitav RF opseg. U praksi je naravno svaki viši harmonik manje snage, te se za širinu opsega računaju samo harmonici kojima je amplituda viša od 10 % amplitude nemoduliranog (punog) vala nosioca. Naime, kod FM modulacije val nosilac nije konstantne amplitude nego se više ili manje smanjuje s obzirom na modulacijsku frekvenciju, a isto vrijedi i za bočne harmonike kao produkte modulacije.

Nama je važno zadržati širinu frekvencijske modulacije u određenom kanalnom opsegu kako signal jednog kanala ne bi prelazio i miješao se sa signalima susjednog kanala. Uobičajene širine kanala u NFM radio vezama su 12,5 i 25 kHz. Većina FM prijemnika stoga ima podešene MF filtre na prijem tih širina opsega. To znači da će prijemnik ionako filtrirati širi frekvencijski opseg, no kod FM modulacije to može onda značiti i degradaciju (izobličenje) demodulirane govorne informacije. Stoga naš modulator nikako ne bi smio generirati širi frekvencijski opseg. Širina opsega kao i kod AM modulacije ovisi dijelom od maksimalne audio frekvencije kojom moduliramo noseću frekvenciju, no jednako tako širina zauzeća kanala će kod FM ovisiti i o indeksu modulacije.

Indeks modulacije je omjer između devijacije (frekvencijskog pomaka noseće frekvencije) i najveće modulacijske (audio) frekvencije. Kod NFM govornih komunikacija taj indeks je 1 ili 2. Najveću modulacijsku frekvenciju ćemo ograničiti na standardnih 3 kHz koliko je dovoljno za razumljiv prijenos govora. Time na širinu kanala možemo još jedino utjecati devijacijom. Što je devijacija veća, to će širina zauzeća kanala biti veća ali će i glasnoća demoduliranog zvuka u prijemniku biti veća. Ako je devijacija premala, zvuk u prijemniku će biti jedva čujan i na maksimalnoj glasnoći. Treba je dakle naći devijaciju gdje se dobiva najbolji omjer između zauzeća kanala i čujnosti signala na prijemniku.

Uz modulacijski indeks 1 (M=1) i najveću modulacijsku frekvenciju od 3 kHz širina zauzeća kanala će biti 12 kHz. To je osnovna postavka standardnog NFM radio kanala. To također znači da na našem oscilatoru 25 MHz moramo postići devijaciju frekvencije od 3 kHz. S obzirom da koristimo 5. harmonik, onda devijacija kristalnog oscilatora na 5 MHz mora biti 600 Hz. Na osnovu naših prijašnjih mjerenja ovo možemo postići i na serijskoj i na paralelnoj rezonanciji kristala. Bez obzira na to, naručio sam i kristale za 2,5 MHz jer će onda potrebna devijacija biti dvostruko manja, što bi se u praksi moglo pokazati boljim.

Prvi testni modulirani kristalni oscilator

Prve testove Colpitts i Pierce kristalnih oscilatora radili smo na eksperimentalnoj ploči. To svakako nije najbolji način praktičnog testiranja sklopova koji rade na visokim frekvencijama, no u ovoj fazi samo želimo vidjeti koliko su ovi oscilatori pogodni za FM modulaciju.

Testni sklop smo napravili tako da možemo mijenjati prednapon baze i kolektorsku struju tranzistora, te naravno vanjske kapacitete serijski i paralelno vezane kristalu. Upotrijebljen je tranzistor 2N3904 i napajanje od 5 V. Kao promjenjivi kapacitet za modulaciju koristimo VHF kapacitivnu diodu BB 910 koja prilično linearno mijenja kapacitet u rasponu 2,3 do 38 pF ovisno o primijenjenom naponu u rasponu 28 – 0,5 V (što je napon viši to je kapacitet niži). Po potrebi ćemo paralelno spojiti dvije ili tri takve diode kako bi se ukupni kapacitet povećao.

Colpitts kristalni oscilator

Prvo smo testirali osnovnu shemu za tranzistorski Colpitts oscilator. S obzirom da je pojačalu u spoju emiterskog slijedila, najveća izlazna amplituda signala koju smo mogli dobiti je oko 0,6 Vpp. Oscilator će biti stabilniji i harmonički čišći što se manje opterećuje (manja povratna sprega) tako da najbolje radi kada izlazna amplituda ne prelazi 0,2 Vpp. Ako se oscilator preuzbudi onda dolazi do velikog izobličenja i nestabilnosti oscilacija tako da tranzistor lako može prestati oscilirati ili ući u svoje nekontrolirane VF samooscilacije. Za naše potrebe pak je potreban signal jačine barem 1 Vpp tako da obavezno moramo dodati barem jedan stupanj pojačanja.

Što se tiče harmonika, izlaz iz oscilatora može biti harmonički prilično čist što svakako ne odgovara našim potrebama. Određenim podešavanjima možemo dobiti jače harmoničke frekvencije, no one neće biti ni blizu jačine kao kod pravokutnih oscilatora. To svakako nije povoljno za naše potrebe.

Spektralni prikaz izlaznog signala iz Colpitts oscilatora. Donekle su izražena samo prva dva harmonika koja su -40 dB i -50 dB potisnuta ispod razine osnovnog signala.

Ovo je podešenje našeg Colpitts oscilatora tako da se dobiju najjači harmonici. Nama zanimljivi 5. harmonik je gotovo 36 dB slabiji od osnovnog signala.

Testom smo utvrdili da Colpitts oscilatorom možemo dobiti 5. harmonik na 25 MHz razine svega -45 dB. Čak i ako izuzmemo gušenje uslijed eksperimentalne montaže i povećano napon napajanja, i dalje ćemo trebati pojačalo od barem 40 dB da dobijemo dovoljno jak signal za naše potrebe (oko 5 dB). To su barem dva stupnja tranzistorskog pojačanja.

Test frekvencijske modulacije je pokazao da se ona može postići i na prijemniku se hvata demodulirani signal čak i na nekoliko centimetara udaljenosti od oscilatora. Međutim, ugađanje optimalne devijacije je posve druga priča. U osnovnom sklopu možemo samo kombinirati jačinu modulacijskog signala i broj upotrijebljenih kapacitivnih dioda da se dobije optimalna devijacija oscilatora. Svakako ne bi bilo loše izvesti kontrolu prednapona za kapacitivne diode kako je prikazano na drugoj i trećoj shemi. Tako se može podesiti raspon promjene kapaciteta u odnosu na raspon promjena amplitude modulirajućeg signala čime se onda može i finije podesiti ne samo željena devijacija nego i linearnost FM modulacije.

U trećoj shemi je za liniju prednapona kapacitivnih dioda dodana stabilizacijska zener dioda tako da prednapon nije ovisan o promjeni napona napajanja. Nadalje, jedan od problema je postići dobro odvajanje modulacijskog NF signala od VF signala oscilatora. Tu mogu pomoći niskopropusni i visokopropusni filtri koje je naravno potrebno dobro proračunati i praktično izvesti da bi bili funkcionalni. Kod RF tunera i sličnih oscilatorskih krugova kontroliranih kapacitivnim diodama često vidimo kombinaciju dvije kapacitivne diode zajedno vezane katodama ili anodama. Iako se ovim krugom dvostruko smanjuje efektivni kapacitet koji ima jedna dioda, s druge strane se postiže dobro odvajanje upravljačkog napona od oscilatorskog kruga. Ulazni upravljački audio signal se u startu uvodi kroz niskopropusni LC filtar koji će bez gušenja propuštati DC i NF audio napon i sprječavati prodor VF napona iz oscilatora na audio krugove. Zavojnica vezana u seriju sa kristalom omogućuje njegovo fino podešavanje na centralnu noseću frekvenciju. Također, na izlazu iz oscilatora imamo podešen LC krug kojim se filtrira željeni harmonik.

Shema na trećoj slici je stoga neki minimum sklopova koji bi morali imati za postizanje dobre FM modulacije kristalnog oscilatora na njegovom 5. harmoniku. Ovo svakako nije sklop koji se može testirati na eksperimentalnoj ploči. Treba je napraviti teoretski proračun, a zatim sklop izvesti na pravoj pločici slijedeći sva pravila za izradu VF sklopova.

Ukupno gledano, za Colpitts oscilator moramo ugraditi dvostupanjsko RF pojačalo i dodati LC ili RC filtre za dobro odvajanje DC i NF modulirajućeg napona od VF napona koji generira oscilator. Tu je naravno obavezan i pojasni filtar za 5. harmonik. Zapravo, vrlo slabi harmonici koje generira ovaj oscilator najveći su nedostatak da ga odaberemo za našu primjenu.

Pierce kristalni oscilator

Kod Pierce oscilatora napon uzimamo sa kolektora tranzistora tako da je on veće amplitude od onoga sa Colpitts oscilatora. Izlazni signal može biti slične čistoće kao i kod Colpitts oscilatora, no moguće je napraviti ugađanje tako da je 5. harmonik 25 dB slabiji od osnovnog signala. To je puno bolje od Colpitts oscilatora, no i dalje trebamo jedan ili dva stupnja RF pojačanja (najbolje jedan stupanj za odvajanje i jedan stupanj RF pojačanja).

Sve drugo vrijedi kao i za Colpitts oscilator. Osnovna FM modulacija se postiže jednostavnom shemom, no za bolju čistoću, kontrolu i podešavanje modulacije treba dodati sklopove koji uključuju podesive filtre, zavojnice i slične elemente koje želimo izbjeći.

Najjači harmonici koje smo uspjeli dobiti podešenjem Pierce oscilatora. Ovdje se nešto veće razine harmonika postižu najviše iz razloga jer je i osnovni signal jači nego kod Colpitts oscilatora. Povećanjem napona napajanja sa 5 V na 12 V bi se vjerojatno dobio dovoljno snažan 5. harmonik, no i dalje moramo ugraditi barem jedan tranzistorski stupanj za odvajanje.

Generalni zaključak je da tranzistorski kristalni oscilatori nisu najbolje rješenje za naše potrebe, posebice ne ako se baziraju na jednom tranzistoru. Da bi dobili zadovoljavajuće dobar modulator shema se prilično komplicira i potrebno je puno eksperimenata (podešavanja) koje nije lako praktično izvesti. Sve to možda i nije problem ako želimo napraviti jedan modulator za specifičnu primjenu, no nama je osnovni zahtjev izvesti jednostavan i jeftin sklop koji se lako i brzo izrađuje u više primjeraka, tako da od jednostavnih tranzistorskih modulatora odustajemo, jednako kao što smo od njih morali odustati i kod amplitudne modulacije. Sa jednim tranzistorom se jednostavno ne može postići dovoljna kvaliteta modulacije.

Druge opcije

Na tržištu postoje gotovi integrirani krugovi koji sadrže kvalitetne VCO ili PLL/VCO sklopove, no za 25 MHz je ponuda zapravo vrlo ograničena i takvi čipovi/moduli nisu baš jeftini. Generalno se teško takav sklop može kupiti ili napraviti za cijenu ispod 50 eura.

Istraživao sam i ponudu različitih jeftinih gotovih FM modula predajnika kontroliranih PLL-om za komercijalni UKV FM radio opseg, koji se prodaju kao bežični mikrofoni, bežični audio svirači za automobilske radio prijemnike i slično. Međutim, svi takvi FM predajnici se baziraju na namjenskim čipovima za opseg 75-110 MHz te za niti jedan nema potvrde da radi ispod 70 MHz. Preskaleri, digitalni djelitelji ili mješači koji bi se mogli upotrijebiti za snižavanje frekvencije (npr. 100 MHz na 25 MHz) su također rijetki ili preskupi.

Najbliža mogućnost našim zahtjevima je kineski čip oznake HS6760. To je kompletni stereo FM predajnik za frekvencijski opseg 27-125 MHz. Može se modulirati izravno audio signalom iz mikrofona ili linijskim audio signalom max. 600 mVpp. Izlazna RF snaga je podesiva u 30 koraka u rasponu od -6 dB do 24 dB. Podržan je standardni 75 µs pre-emphasis, te tri nivoa devijacije: 75 kHz, 50 kHz i 22,5kHz. Radi na naponu napajanja 3,3 V (2,2-4,2 V). Programira se preko standardne I2C sabirnice. Može se programirati do 8 frekvencija, a one se onda mogu na jednom programiranom modulu mijenjati bez potrebe za bilo kakvim dodatnim hardverom, preko jednostavnog otporničkog djelitelja napona.

Ovo je doista sve što nam treba. Međutim, problem je što se na Internetu mogu naći samo šturi tvornički podaci o načinu programiranja ovog čipa (u programskom jeziku C) i to isključivo na kineskom jeziku. Treba biti iskusan programer za I2C podatkovne sabirnice kako bi se ovaj čip ispravno programirao ili kako bi se neke njegove funkcije (poput promjene FM devijacije) mogle izvesti na vanjske kontrole (za što je onda svakako potreban dodatni MCU). Nisam pronašao nikakve projekte ni forumske rasprave vezane uz ovaj čip. Ukoliko ne nađem drugo rješenje, morat ću se sam upustiti u programiranje ovog čipa, što naravno u slučaju neke greške vrlo lako može dovesti do njegovog uništenja.

Čip HS6760 dolazi u minijaturnom SSOP-10 kućištu, a ovdje je gotov modul programiranog stereo FM predajnika na 6 radijskih FM frekvencija (inicijalna frekvencija je 88,7 MHz). Modul košta cca 7 eura.

I na primjeru čipa HS6760 jasno se vidi koliko je digitalna elektronika, odnosno digitalno procesuiranje signala postalo superiornije nad analognom obradom signala. Što se tiče elektronike, lemilicu je potrebno polako zamjenjivati mišem i tipkovnicom, ukoliko se želi ići u korak s vremenom.

Mi ćemo ipak u posljednjem pokušaju dati šanse još jednoj „neprogramiranoj“ mogućnosti izrade dovoljno dobrog i jeftinog kristalnog FM modulatora. Stoga se prebacujemo opet na relaksacijske oscilatore bogate harmonicima i to opet uz upotrebu jeftinih logičkih integriranih krugova.

Kristalni oscilator sa inverterom (NOT logička vrata)

Kada smo eksperimentirali sa FM modulatorom baziranom na čipu SN74LS13 spomenuli smo da se interna građa logičkih krugova uglavnom bazira na serijskim i paralelnim kombinacijama P-MOS i N-MOS tranzistora. Evo osnovne interne sheme jednog CMOS logičkog invertera ili NOT logičkih vrata.

CMOS inverter se sastoji od spoja P-MOS i N-MOS tranzistora tako da invertiraju (okreću) ulazni napon. Kada je ulazni napon nizak (logička nula) onda je P-MOS uključen, a N-MOS isključen te je na izlaz proslijeđen napon napajanja, odnosno visoka naponska razina ili logička jedinica. Isto tako, kada je ulazni napon visok (logička jedinica) onda je N-MOS uključen, a P-MOS isključen što rezultira izlazom na razini mase, odnosno niska naponska razina ili logička nula.

Prebacivanje između dva logička stanja je ukupno gledano nelinearno, odnosno gotovo skokovito. Do određene razine ulaznog napona N-MOS tranzistor neće voditi, a onda će na određenom pragu okidanja naglo provesti. Vrijedi naravno i obrnuto za pad ulaznog napona i P-MOS tranzistor.

Ono pak što je nama zanimljivo, to je da postoji neko područje napona u sredini (između dva praga okidanja) gdje se događa to brzo prebacivanje s jednog stanja u drugo. Koliko god to prebacivanje bilo brzo sa velikom strminom promjene stanja, ipak je potrebno neko vrijeme da se isto dogodi. Štoviše, to područje brzog porasta napona ili brzog pada napona je gotovo linearno, te to usko područje možemo promatrati kao područje linearnog rada tranzistora.

Ukoliko dakle tranzistore u inverteru želimo koristiti kao linearna pojačala (tako da rade samo u uskom linearnom području), to možemo napraviti pravilnim prednaponom (konstantnim istosmjernim naponom ili biasom) na gate-ovima tranzistora. Srećom, to je praktično vrlo jednostavno izvesti. Potrebno je samo između izlaza i ulaza invertera napraviti povratnu vezu sa otpornikom dovoljno velike vrijednosti (više od 500 kΩ, tipično 1-1,5 MΩ). Time se inverter pretvara u „self-biased“ linearno pojačalo.

Naravno, da bi pojačalo radilo linearno ulazni signal mora biti ograničene amplitude kako bi ostao unutar linearnog područja rada tranzistora. Također, napon napajanja te ulazna i izlazna impedancija imaju utjecaj na veličinu i frekvencijski opseg pojačanja. Inverteri se inače vrlo često koriste kao „self-biased“ linearna pojačala za različite namjene, posebno za kristalne oscilatore takta.

Inverter u spoju pojačala.

Kristalni oscilator sa inverterom u spoju pojačala koji radi na serijskoj rezonanciji kristala (lijevo) i paralelnoj rezonanciji kristala (desno).

Koji inverter odabrati

Postoji više inačica CMOS invertera u više različitih kućišta. Ono na što bi se trebalo paziti (prema nekim forumima) to je da se uzimaju „čisti“ inverteri, dakle oni koji nisu opremljeni dodatnim buferima (pojačalima za odvajanje). Oznake takvih čistih CMOS invertera obično sadrže slovo „U“ u sufiksu (Unbuffered), poput CD4049UB, CD4069UB, 74HCU04. Neke 74xx serije čipova mogu imati samo slovo „C“ u sredini (74C04) što također radi, no primjerice 74HC04 nije iskoristiv za tu namjenu. Načelno se mogu koristiti inverteri sa Schmitt triggerima, no moraju imati oznake „U“ ili „C“ kako smo opisali. Svakako nisu za upotrebu TTL serije čipova poput 74LS04, 7404 ili 74S04. Osim invertera mogu se upotrijebiti i drugi čipovi koji sadrže komplementarne parove N-MOS i P-MOS tranzistora poput CD4007UB.

U zalihama smo pronašli jedan čip HEF4069UBP koji odgovara našim potrebama. Čip sadrži šest čistih invertera i može raditi na naponima napajanja 5-15 V. Evo kako se tih šest invertera može iskoristiti za naš projekt.

Prvi inverter je u spoju „self-biased“ pojačala kojem je pojačanje određeno otpornicima od 10 kΩ i 1 MΩ. Time ovaj inverter služi kao pojačalo modulirajućeg audio signala i ujedno kao izolator između NF audio signala i VF signala oscilatora. Drugi inverter je također u spoju „self-biased“ pojačala i radi kao oscilator na frekvenciji kristala od 5 MHz. Frekvencijska modulacija se vrši preko dvije paralelno spojene kapacitivne diode BB 910 serijski vezane ulaznom „load“ kondenzatoru kristala. Time se djeluje na njegovu paralelnu rezonantnu frekvenciju. Treći inverter je pojačalo za odvajanje (bufer), a preostala tri invertera su spojena paralelno u cilju strujnog pojačanja, odnosno kako bi na izlazu moglo biti veće opterećenje.

S obzirom da koristimo 5. harmonik, kako bi oscilator dobro radio za takt modula Si5351A, ovdje moramo filtrirati sve druge harmonike većih amplituda, posebice osnovnu frekvenciju i više harmonike. Najlakše je bilo upotrijebiti gotove keramičke filtre (rezonatore) za 25 MHz. Frekvencijska propusnost keramičkih rezonatora (za razliku od kristalnih) je puno šira tako da bez problema prolazi puna devijacija frekvencije. Za keramičke filtre (pojasno-propusne filtre) je važno prilagoditi ulaznu i izlaznu impedanciju kako bi dobro radili. Mi na eksperimentalnoj ploči nismo podešavali te krugove, nego smo serijski povezali tri keramička rezonatora čime su svi harmonici potpuno potisnuti tako da na 25 MHz dobivamo čisti sinusni signal.

Na snimku frekvencijsko-amplitudne karakteristike keramičkog filtra 25 MHz vidi se da je propusnost gotovo 100 kHz (6 dB) što je više nego dovoljna propusnost za FM modulaciju.

Test je pokazao da ovakav FM oscilator radi vrlo dobro, čak i na eksperimentalnoj ploči. Na 5. harmoniku se bez problema postiže modulacija za zauzećem pojasa ne većim od 25 kHz. Demodulirani signal na prijemniku je vrlo čist i neizobličen. Ovo je svakako najbolji kandidat za našu primjenu.

Harmonička slika izlaza iz oscilatora bez filtriranja. Vidi se da je 5. harmonik 15 dB slabiji od osnovnog signala na 5 MHz i iznosi -8 dBm. To je daleko jači signal od onih koje smo mogli dobiti tranzistorskim Colpitts i Pierce oscilatorima.

FM modulacija 5. harmonika na 25 MHz audio signalom raspona 300 Hz – 3 kHz. Jedna podjela je 5 kHz. Vidi se kako signal ne zauzima širinu veću od 25 kHz.

Gotov predajnik sa HS6760

Iako bi oscilator sa inverterom mogao biti dobar kandidat za naše potrebe (dobro radi i jednostavan je za praktičnu gradnju), teško je odoljeti gotovom digitalnom rješenju u obliku čipa HS6760 koji smo prethodno spomenuli. Svakako želimo napraviti barem osnovne testove ovog FM modulatora, a ako se pokaže da radi puno bolje od kristalnog oscilatora sa inverterom, onda ćemo se potruditi programirati ga na 27 MHz.

Elektronička shema modula FM predajnika sa HS6760 sa šest pred-programiranih frekvencija.

Modul FM predajnika sa HS6760 kakav za cca 7 eura možete naručiti iz Kine, tvornički je programiran i podešen za rad na fiksnoj frekvenciji od 88,7 MHz. Izmjenom otpornika R1 i R2 u djelitelju napona za pin 2 (SDA) može se odabrati neka druga od šest pred-programiranih frekvencija u rasponu 76-88,7 MHz. Dva stereo audio ulaza su na modulu pripremljena za spajanje kondenzatorskih electret mikrofona, odnosno na obje ulazne audio linije je doveden napon za napajanje mikrofona, s time da je na jednoj liniji već zalemljen mikrofon. To znači da ako dovodimo neke linijske audio ulaze oni moraju ići preko kondenzatora za DC odvajanje. Modul je podešen za stereo emitiranje (pin 1-SCK vezan na Vcc). Primarno je namijenjen za bežično odašiljanje vanjskih zvukova uhvaćenih preko mikrofona, odnosno kao neki baby-alarm, bežični mikrofon, električni pickup za klasične muzičke instrumente i slično.

Prvi test ovog modula je pokazao da je prijenos zvuka na razini kvalitete komercijalnih FM radio postaja. Napravili smo usporedne snimke zauzeća frekvencijskog kanala s obzirom na amplitudu i frekvenciju modulirajućeg signala. Već smo rekli da zauzeće FM opsega ne ovisi samo o maksimalnoj frekvenciji koja se modulira, nego i o amplitudi (jačini) modulirajućeg signala.

Što se tiče amplitude, našli smo da je razina audio signala od 5 mVpp minimalna za postizanje dovoljne glasnoće na prosječnom prijemniku. Isto tako, sa razinom audio signala od 40 mVpp se već dobiva vrlo glasna demodulaciju na prijemniku. Stoga smo napravili testove na ove dvije razine amplituda.

Što se tiče frekvencijskog opsega, za kvalitetan WFM prijenos muzike potrebno je prenijeti frekvencijski opseg 20 Hz – 16 kHz. Za govornu NFM modulaciju pak je dovoljno prenijeti audio opseg raspona 300 Hz – 3 kHz. Stoga smo testove napravili i na ova dva opsega.

Ovdje su snimci zauzeća frekvencijskog opsega za MONO odašiljanje (kod mono odašiljanja aktivan je samo lijevi kanal, pin 5 – LCH). Lijepo se može vidjeti kako zauzeće kanala puno više ovisi o amplitudi, nego o frekvenciji modulirajućeg signala.

Ovdje su snimci zauzeća frekvencijskog opsega za STEREO odašiljanje (isti signal je doveden na oba stereo ulaza). Lijepo se može vidjeti kako zauzeće kanala puno više ovisi o amplitudi nego o frekvenciji modulirajućeg signala.

Na stereo načinu rada, čak i kad nema nikakve audio modulacije (oba audio ulaza spojena na masu) stalno je prisutna modulacija stereo pilot-tonom od 19 kHz.

Ostale mogućnosti čipa HS6760

Na našem modulu moguća je jedino promjena šest pred-programiranih radnih frekvencija u uskom opsegu 76-88,7 MHz. Također, ako dodamo sklopku na pin 1 onda možemo vršiti odabir između MONO emitiranja (pin 1 na masu) i STEREO emitiranja (pin 1 na Vcc). Za sve ostalo moramo vršiti programiranje čipa:

programiranje do osam frekvencija u rasponu 27-125 MHz (korak 50 kHz)
programiranje frekvencijske devijacije u tri koraka: 75kHz, 50kHz i 22,5kHz
programiranje pre-emphasisa od 50 µs ili 75 µs
programiranje izlazne snage u rasponu -6 dB do 24 dB u 30 koraka
programiranje modova rada: Normal, Mute, Standby, Sleep
programiranje rada sa kristalom takta od 24 MHz, 12 MHz ili 7,6 MHz, Reset fukcija i druge mogućnosti ovisno o inačici čipa

Programiranje čipa HS6760

Već smo rekli da se programiranje čipa HS6760 vrši preko široko korištene standardne serijske I2C sabirnice za koju su dovoljne dvije žice: SCK (takt signal) i SDA (dvosmjerna razmjena podataka). Da bi se čip prebacio u mod programiranja, pin 3-SEL se mora sa visoke logičke razine (Vcc) prebaciti na nisku logičku razinu (masa). Tada pinovi SCK i SDA više se služe za setiranje mono/stereo načina i odabir kanalne frekvencije, nego za I2C komunikaciju.

… nastavak OVDJE …

Srodno

5 thoughts on “AM/FM predajnik za testiranje starih radio prijemnika”

Reply ↓

Dorian 27/12/2024 at 19:34

Slučajno naletio na ovu stranicu, totalno je fora, vintage stil weba, fora projekti, podsjeca me na vrijeme kada sam bio mlad i recimo pomalo i na sam svoj majstor magazin i slicne, no na zalost jako malo ekipe ima interesa za elektronikom koliko vidim, uglavnom sretno i puno uspjeha u daljnjem radu
- Reply ↓
  
  crowave Post author 28/12/2024 at 12:41
  
  Da, elektronika je hobi u nestajanju… Samogradnja na razini pojedinačnih komponenti je postala neisplativa te previše kompleksna i minijaturna za hobi uvjete. Također, analognu elektroniku sve više zamjenjuje digitalna elektronika. Starim majstorima koji su desetljećima bili u elektronici, sada se ne da opet od početka učiti programiranje, pratiti nove trendove, tehnologije, kupovati nove alate i uređaje…
  Elektronika se tako brzo razvija u svim područjima, da čak i najuporniji elektroničar svakog dana zapravo o njoj sve manje zna. Ne stane sve to više u jednu glavu, koliko god velika bila 🙂 Potrebno se usko specijalizirati za jedno područje. To je velik demotivirajući faktor za nekoga koga zanima elektronika općenito jer se mora u startu odlučiti u kojem smjeru želi ići.
  Danas se sva hobi elektronika svodi na mikrokontrolerske razvojne pločice, komplete senzora i gotove namjenske module iz Kine. Lemilicu je zamijenio miš i tipkovnica. Nekad smo sklapali multivibratore, oscilatore, radio uređaje, pojačala… Danas je sve to tek jedan gotov digitalni modul koji počiva na DSP, DDS, SDR i sličnim tehnologijama.
  Koliko god se mi borili protiv toga, digitalna elektronika omogućuje daleko jednostavnije, naprednije, bolje i jeftinije sklapanje gotovih elektroničkih uređaja. Mi smo na primjer nekad kao osnovni elektronički sklop za početničku hobi samogradnju sklapali treptalo sa dvije LED koje su se naizmjenično palile i gasile. To je bio astabilni multivibrator sa dva tranzistora i RC elementima za vremensku konstantu. Lako se mogla naučiti funkcija svakog elementa u sklopu i kako se odvija čitav proces. Današnji mladi hobista također za jedan od prvih sklopova radi treptalo sa LED. Samo što sada za istu stvar koristi mikrokontroler i računalo. Nema nikakvih problema da za treptanje jedne LED potroši čitav mikrokontroler koji sadrži sto tisuća tranzistora. Taj MCU ionako košta gotovo jednako kao i desetak elemenata potrebnih za diskretnu izvedbu treptala. I ne zanima ga koliko MCU ima tranzistora i kako rade. Zanima ga samo kako otipkati programski kod da sklop radi prema njegovim željama.
  A/D pretvarač na ulazu, zatim digitalno procesuiranje signala, te D/A pretvarač na izlazu, to je današnji standard za praktičnu svu analognu elektroniku 🙂
  No, bez obzira na analogno ili digitalno, za učenje elektronike je i dalje potrebno uložiti puno truda i vremena. YouTube filmići od 5 minuta nisu dovoljni za to, pogotovo za početnika koji ne može razlučiti totalnu glupost od nekog korisnog sadržaja.
Reply ↓

Robert Beekhuijzen PA1RBH 25/12/2024 at 14:11

You make great instructions: not just the final product, but also the road in getting there, which is very educational!!
Also the stories about the various equipment is great!
Reply ↓

Bezimeni 04/12/2024 at 16:26

Pozdrav
Prije godinu-dvije sam napravio predajnik za srednji val AM ,ali onako amaterski 🙂 , imam dosta malih “tranzistorčića”, a ne mogu se nikome ni pohvaliti kad ih popravim jer više nema po danu ništa osim jedne Mađarske stanice i to kod mene dosta loše.
Uzeo sam stari tranzistorski prijemnik koji je bio mehanički uništen i izvadio oscilatorsku zavojnicu (MF-trafo crvena jezgra) i promijenjivi kondenzator
Sa jednim tranzistorom i tim titrajnim krugom je izveden oscilator , a izlani stupanj je BD135 i jedan crni MF trafo sa izvađenim kondenzatorom u dodani drugi da bi rezonirao na cca. 1 MHZ
Modulacija se vrši preko napajanja izlaznog stupnja , preko NF transfomatora iz tranzistorskog prijemnika
To je sve ugrađeno u prostor za baterije u nekom radiokazetofonu i izvučene žice za antenu . Na UKV se pronađe stanica (kod mene Zagreb-1) i zvučnik se ugasi, odnosno pomoću preklopnika NF izlaz se prebaci na onaj NF trafo u predajniku i na srednjem valu se čuje Zagreb-1. Jačina modulaije se podesi sa “volume” na kazetofonu.
Domet je dosta loš , sa žicama od par metara u prostoriji je OK , ali vani je domet možda 10-15m
…
Kupio sam par modula sa Si5351 u “Mauseru” , samo chip i quartz i mala pločica cca. 3x3cm sa izvodima za data,clk … i VF izlazima (3 izlaza) , bez mikrokontrolera
Veliki planovi su bili , ali do sada nije bilo vremena 🙂
- Reply ↓
  
  crowave Post author 04/12/2024 at 18:35
  
  I ja isto tako razmišljam o ovom projektu već godinama, no sada kada sam ga napokon započeo nekako ću ga istjerati do kraja 🙂 Kinezi inače prodaju male predajnike za komercijalni AM srednji i FM UKV val, no cijena im naglo raste sa boljim specifikacijama. Ipak, na kraju je jeftinije kupiti gotov KIT nego raditi sam od nule. Zato ja idem ovdje probati napraviti nešto se (još) ne može kupiti gotovo 🙂

Podjeli ovo:

Srodno

Leave a comment Otkaži odgovor

5 thoughts on “AM/FM predajnik za testiranje starih radio prijemnika”